Журнал РАДИОЛОЦМАН, декабрь 2014
В.Я. Грошев
В статье представлены результаты испытаний высоковольтных транзисторов разного типа (полевых, IGBT и биполярных) для определения их эффективности, оцениваемой по минимуму мощности, рассеиваемой на ключевом транзисторе, в составе однотактных автоколебательных конвертеров напряжения. На основании полученных экспериментальных данных показано, что при соблюдении изложенных в статье рекомендаций биполярные транзисторы, используемые в качестве высоковольтного ключевого элемента, могут быть существенно эффективнее транзисторов других типов.
Задачей настоящего исследования являлось выявление наиболее эффективных полупроводниковых ключей, которые можно использовать для преобразования сетевого напряжения в ряд низких напряжений для питания бытовой и промышленной электроники. При этом под наиболее высокой эффективностью подразумевалась минимальность мощности, рассеиваемой на ключевом транзисторе, по сравнению с мощностью в нагрузке при реализации однотактного понижающего конвертера с трансформаторной нагрузкой.
Обычно считается, что и полевые транзисторы, и IBGT существенно эффективнее биполярных ключей. И это действительно так, если придерживаться стандартной схемотехники и общепринятых рекомендаций.
Однако известно, что эффективность любого полупроводникового ключа не является его собственным свойством, а зависит от того, в какой схеме и в каком режиме он используется. Особенно это касается биполярных транзисторов. Поэтому настоящее исследование не сводилось к испытанию ключевых транзисторов в стандартных схемах включения, которые можно найти в технической документации на соответствующий транзистор, и которые не слишком эффективны как с точки зрения материальных затрат на их реализацию, так и по обеспечиваемым результатам. Вместо этого для получения новых данных ключевые транзисторы испытывались в конвертерах оригинальной структуры [1], [2], обеспечивающих значительно лучшее использование достоинств ключевых элементов разного типа в действующих преобразователях напряжения, и поэтому позволяющих по-новому оценить их возможности.
Рабочие частоты описываемых ниже конвертеров одинаковы и примерно равны 50 кГц. Величина потерь на высоковольтном ключевом транзисторе в рабочем режиме определялась по температуре его корпуса путем бесконтактного измерения, а эффективность определялась как отношение мощности потерь на ключевом элементе к мощности в нагрузке. При этом сделано все возможное для уменьшения потерь на остальных элементах конвертеров, поскольку на фоне большой рассеиваемой мощности другими компонентами выигрыш от снижения потерь на ключевом транзисторе может оказаться несущественным. С этой целью в первичной секции конвертеров используется схема компенсации потерь, обусловленных индуктивностью рассеяния [3], а во вторичных секциях применяется схема с управляемым выпрямлением на полевых ключевых транзисторах [4], что позволяет использовать оба конвертера в режиме максимальной мощности без охлаждающих радиаторов.
На Рисунке 1 представлены осциллограммы напряжений на коллекторе и эмиттере (стоке и истоке) высоковольтного ключевого транзистора, дающие примерное представление о характере работы обоих конвертеров, используемых в экспериментах.
 |
|
| Рисунок 1. | (X = 2 мкс/дел; Y1 = 50 В/дел; Y2 = 2 А/дел). |
Для испытаний полевых транзисторов и IBGT использовалась схема конвертера, представленная на Рисунке 2. Несомненным достоинством этого устройства является его исключительная простота при общей эффективности, недостижимой для большинства известных устройств аналогичного назначения. Выходная мощность конвертера составляет примерно 30 Вт (6 В × 5 А) при питании от сети переменного тока 220 В, причем она ограничивается не только возможностями используемого трансформатора и выпрямляющего ключа типа IRF7822, но и допустимым нагревом высоковольтных ключевых транзисторов при отсутствии дополнительного охлаждения.
 |
| Рисунок 2. |
Начальное смещение в высоковольтной секции этого преобразователя обеспечивается резистором R2, который вместе с C2 и VD2 образует источник питания для драйвера DD1. Элементы VD3, R3 и DD1:A образуют схему защиты от недостаточного напряжения (Undervoltage lockout). Первичный преобразователь выполнен по схеме автогенератора и содержит следующие элементы: цепь положительной обратной связи R5, R6, C5, драйвер DD1:B, ключевой транзистор VT1 и резистор – датчик тока R7. Ключевой транзистор нагружен на первичную обмотку трансформатора TR1 с элементами подавления выброса и компенсации потерь за счет индуктивности рассеяния – C3, C4, R4 и диоды VD6 – VD8. В экспериментах с IGBT использовался современный транзистор такого типа IRGR4045D, при этом с учетом более низкой крутизны управления IGBT по затвору по сравнению с полевыми транзисторами напряжение стабилизации стабилитронов VD2, VD3 увеличивалось соответственно до 20 и 15 В.
В результате испытаний данного устройства при первичном постоянном напряжении 90 В и уменьшении сопротивления R2 до 100 кОм получены осциллограммы, отражающие процесс выключения ключевых транзисторов с изолированным затвором разных типов и представленные на Рисунке 3. Следует отметить, что на этом рисунке показаны осциллограммы, которые соответствуют лишь части испытанных полевых транзисторов разных типов, поскольку форма напряжения на стоке и истоке при переключении у других транзисторов имеет практически такой же вид.
|
|||||||
| Рисунок 3. | а, б – напряжение на стоке и истоке при переключении полевых транзисторов IRF840 и STP5NC60Z, в – напряжение на коллекторе и эмиттере транзистора IRGR4045. (Х = 50 нс/дел; Y1 = 50 В/дел; Y2 = 1 A/дел). |
||||||
На Рисунке 4 представлена принципиальная схема экспериментального автоколебательного конвертера, в котором в качестве высоковольтного ключа VT3 испытывались биполярные транзисторы.
 |
| Рисунок 4. |
По своему составу это устройство отличается от предыдущего только схемой автогенератора, выполненного на биполярных транзисторах VT1 – VT3, при этом в качестве инвертора используется обмотка обратной связи на трансформаторе TR1. Отрицательное смещение создается на элементах C1, C6, R2, VD7 за счет протекания тока обмотки обратной связи через диоды VD4, VD5 и базо-эмиттерный переход ключевого транзистора VT3 во время зарядного цикла. Для сокращения потерь в течение этого цикла основной базовый ток VT3 и рабочий ток для транзисторов VT1, VT2 задаются с помощью дросселей DR2, DR1, которые в разрядном цикле отдают накопленную энергию через обмотку обратной связи в нагрузку. Элементы R5, C4 необходимы для создания положительной ОС и поддержания автоколебаний. Максимальная выходная мощность представленного устройства превышает 70 Вт (10 В × 7 А) при примерно одинаковой мощности потерь по сравнению с предыдущим конвертером.
В результате экспериментов на макетах было установлено, что без предварительного удаления избыточного заряда из коллекторной области обеспечить эффективность биполярных транзисторов в ключевом режиме невозможно, в том числе с помощью подачи обратного смещения на базу. Такое смещение по сравнению с замыканием базы на общую шину хотя и увеличивает скорость переключения, но лишь незначительно уменьшает рассеиваемую на ключевом транзисторе мощность. Это, видимо, объясняется тем, что заряд в базовой области насыщенного ключевого транзистора намного меньше заряда в коллекторе, а поэтому к моменту полного удаления заряда из базы при обратном ее смещении коллекторный заряд уменьшается лишь незначительно, и основная его часть по-прежнему преобразуется в мощность потерь. Хотя такое утверждение не согласуется с теорией (например, с описанием работы биполярного транзистора в режиме насыщения, изложенном в [5]), однако оно подтверждается экспериментально [6]. То есть, с помощью обратного смещения базы током любой величины мощность потерь уменьшается фактически только на ту часть, которая определяется зарядом в базе. Поэтому первым и основным условием обеспечения эффективности биполярного транзистора является удаление из коллекторной области заряда, накопленного в результате насыщения транзистора.
Вероятно, это можно сделать единственным способом – дождаться момента, когда напряжение на коллекторе ключевого транзистора начнет относительно быстро нарастать при наличии тока базы. Нарастание является свидетельством того, что ток базы становится недостаточным для удержания ключевого транзистора в состоянии насыщения, и он начинает переходить в линейный режим, при этом большая часть избыточного заряда в коллекторной области быстро ликвидируется током через нагрузку.
Однако для сохранения минимальной рассеиваемой на ключевом транзисторе мощности необходимо, чтобы при переходе в линейный режим напряжение на его коллекторе к моменту удаления заряда из базовой области было достаточно малым, поскольку в ином случае потери мощности на транзисторе становятся неизбежными. Допустимым пределом можно считать уровень напряжения эмиттер-коллектор не более нескольких вольт. (При проведении экспериментов это напряжение не превышало 2 – 2.5 В).
Для выполнения указанного условия идеально подходит структура, образованная транзисторами VT1 – VT3 (Рисунок 2), которая функционирует следующим образом. В зарядном цикле напряжение на коллекторе VT3 определяется его характеристиками насыщения, и для большинства ключевых транзисторов не превышает 100 – 400 мВ. Поэтому прямосмещенный диод VD2 отводит весь ток смещения, создаваемый дросселем DR1, через ключевой транзистор на общую шину. Соответственно, транзисторы VT1 и VT2 оказываются в состоянии отсечки. По мере возрастания тока через первичную обмотку трансформатора TR1 напряжение на коллекторе VT3 возрастает. Однако этот рост незначителен, поскольку вместе с возрастанием тока через первичную обмотку возрастает ток через дроссель DR2, что позволяет поддерживать примерное постоянство отношения IC/IB. Это постоянство нарушается только тогда, когда за счет падения напряжения на R8 ток, создаваемый дросселем DR2, начинает замыкаться через диоды VD4, VD5, и ток базы VT3 перестает увеличиваться при возрастающем токе коллектора.
Поскольку ток базы становится недостаточным для удержания транзистора в насыщении, основная часть содержащегося в коллекторной области заряда ликвидируется током нагрузки, однако при напряжении на коллекторе, лишь немного превышающем напряжение насыщения. Следовательно, время рассасывания коллекторного заряда в конвертере (Рисунок 4) является просто продолжением цикла заряда нагрузочной индуктивности.
Как только этот процесс завершается, напряжение на коллекторе VT3 начинает быстро возрастать вследствие выхода ключевого транзистора в линейный режим. В результате этого диод VD2 запирается, и весь ток, создаваемый дросселем VD1, через VT1 втекает в базу дополнительного ключевого транзистора VT2, который подключает базу VT3 к шине отрицательного источника смещения.
Необходимость подачи отрицательного смещения на базу при отсутствии заряда в коллекторе объясняется тем, что отсутствие последнего вовсе не означает отсутствие заряда в базе. Проведенные эксперименты показали, что отрицательное смещение на базе при выключении транзистора также полезно для ненасыщенных транзисторов, как для находящихся в насыщении, поскольку заряд в базе определяется наличием тока базы и существует в любом случае. Однако замыкание базы на отрицательный источник в рассматриваемом конвертере происходит только тогда, когда заряд в коллекторе ключевого транзистора в значительной степени уже ликвидирован, за счет чего обеспечивается основной выигрыш в рассеиваемой мощности по сравнению со стандартными схемами использования биполярных ключевых транзисторов.
После подключения базы к отрицательному источнику заряд в базовой области быстро ликвидируется, поскольку ток разряда в рассматриваемом конвертере теоретически ограничивается только величиной отрицательного напряжения и последовательным сопротивлением в базовом электроде транзистора. Одновременно удаляется и остающийся заряд в коллекторе, что подтверждается осциллограммой, представленной на Рисунке 5, на которой виден участок уменьшения эмиттерного тока сразу после замыкания базового электрода на шину отрицательного смещения. В это время напряжение на коллекторе ключевого транзистора может стать отрицательным.
 |
|
| Рисунок 5. | (X = 50 нс/дел; Y1 = 20 Вдел; Y2 = 1 A/дел). |
Следует отметить, что данная осциллограмма получена при испытаниях транзистора 2SC3973 на макете, где вместо дросселей DR1, DR2 использовались резисторы, поскольку при использовании дросселей помехи на эмиттере ключевого транзистора по сравнению с падением напряжения на его эмиттерном резисторе при переключении настолько велики, что реальную форму напряжения на эмиттере оценить по осциллограмме невозможно. По этой причине на всех остальных осциллограммах, полученных при испытаниях транзисторов в конвертере, представленном на Рисунке 4, показано только напряжение на коллекторе в момент переключения, при этом максимальное значение тока эмиттера в зависимости от коэффициента усиления по току испытываемых транзисторов находилось в пределах 1.3 – 2 А.
Большой разрядный ток, вероятно, является второй причиной высокой эффективности, достигаемой в описываемом конвертере, поскольку в отличие от ничем не обоснованных стандартных рекомендаций, ограничивающих разрядный ток на уровне половины максимального коллекторного тока или удвоенного базового тока насыщения, в этом устройстве ток разряда ограничивается только возможностями вспомогательного ключевого транзистора VT1. При этом следует учитывать, что когда тока через эмиттер VT3 уже нет, весь этот ток, включая ток через DR2 и через первичную обмотку трансформатора, сохраняет свое максимальное значение и полностью замыкается через VT1. Это также следует из Рисунка 5. Поэтому, хотя среднее значение мощности, рассеиваемой на VT1, очень невелико, его импульсный ток коллектора и коэффициент усиления тока должны быть достаточно большими.
Параболический начальный участок возрастания напряжения на коллекторе ключевых транзисторов предположительно объясняется неполным удалением остаточного заряда из коллекторной области к моменту подачи обратного смещения на базовый электрод. Такое объяснение подтверждается результатами экспериментов, в которых установлено, что увеличение напряжения на коллекторе при выходе из насыщения, обеспечиваемое при помощи включения одного или двух прямосмещенных диодов последовательно с эмиттером VT2, способствовало увеличению скорости переключения только тех испытываемых транзисторов, у которых она была минимальной, за счет более полного удаления заряда из коллекторной области. Однако такой же прием практически никак не увеличивал быстродействие транзисторов с высокой скоростью выключения, из чего можно предположить, что заряд в коллекторной области у этих транзисторов в момент выключения был удален полностью даже при минимальном напряжении на коллекторе.
В связи с относительно высоким напряжением на коллекторе во время удаления остаточного заряда из коллекторной области потери мощности на биполярных транзисторах первой группы (с медленным выключением) оказываются примерно такими же, как на ключевых транзисторах других типов (полевых и IBGT). К этой группе можно отнести транзисторы с временем переключения, превышающим 50 нс – 2SC3447, MJE18004, КТ854А (2011 г.) и т. д.
Ко второй группе относятся биполярные транзисторы, у которых параболический участок возрастания напряжения на коллекторе очень мал. Примером может служить Рисунок 5.
Вследствие отсутствия роста напряжения на коллекторе у этих транзисторов в течение практически всего времени удаления заряда из базы время переключения у них оказывается меньшим, чем у полевых транзисторов, при этом вследствие малой величины динамических потерь и потерь в насыщенном состоянии суммарная рассеиваемая на них мощность может достигать рекордно малой величины – около 1% при суммарной мощности потерь всего конвертера примерно 6% от мощности в нагрузке. Осциллограммы напряжения на коллекторе транзисторов разных марок с временем выключения, меньшим 50 нс, при входном постоянном напряжении конвертера 90 В представлены на Рисунке 6. Следует отметить, что при увеличении входного напряжения и максимального тока коллектора вид осциллограмм практически не изменяется. Необходимо отметить также, что увеличение напряжения источника отрицательного смещения, величина которого определяется стабилитроном VD7, способствует возрастанию скорости переключения, однако свыше 5 – 6 В это возрастание существенно замедляется.
|
|||||||||
| Рисунок 6. | а – MJE13004 и BUL45D2G; б – ST13007D, BUH100G и 2SC4242; в – 2SC3973; г – КТ854А (1995 г.). (X = 50 нс/дел; Y = 50 В/дел). |
||||||||
Из Рисунка 6 следует, что реализованный в конвертере (Рисунок 4) способ управления биполярными транзисторами позволяет для некоторых из них в десятки раз увеличить скорость переключения по сравнению с данными, которые заявлены в технической документации на соответствующий биполярный транзистор, при этом уменьшение времени выключения сопровождается заметным снижением рассеиваемой мощности. Кроме этого, представленные осциллограммы позволяют предположить, что достигаемый эффект напрямую определяется конструкцией каждого конкретного транзистора, а следовательно, потери мощности можно дополнительно уменьшить путем соответствующих изменений этой конструкции, направленных на сокращение параболического участка. Это можно обеспечить, по-видимому, в такой конструкции, в которой базовый заряд в момент подачи отрицательного смещения равен или больше остаточного заряда в коллекторной области.
Таким образом, на основании полученных результатов приходится признать, что основной недостаток биполярных ключевых транзисторов – медленный выход из насыщенного состояния – является всего лишь результатом неправильного их использования. Поэтому при желании эффективно использовать биполярный транзистор в ключевом режиме следует придерживаться следующих правил:
- Обеспечивать максимально возможное насыщение транзистора и не выключать его, пока напряжение на коллекторе меньше, чем на базе;
- Выключать транзистор раньше, чем напряжение на его коллекторе станет больше нескольких вольт, при этом обеспечивать обратное смещение базового электрода максимально возможным током;
- Поддерживать насыщенное состояние транзистора минимально необходимым током базы, сохраняя в течение времени включенного состояния постоянное отношение IC/IB, кроме интервала, непосредственно предшествующего выходу из насыщения.
При этом желательно использовать в качестве ключевых только такие транзисторы, конструкция которых при выполнении перечисленных условий позволяет получить наиболее высокую скорость выключения (типа 2SC4242).
Единственное ограничение, которое накладывает описываемый способ применения биполярных ключей, заключается в том, что предельная мощность, которая может обеспечиваться транзистором, несколько снижается, поскольку она ограничивается не предельным током, который выдерживает кристалл, а диапазоном токов коллектора при заданном отношении IC/IB, в котором напряжение между коллектором и эмиттером не превышает 1 – 2 В, причем с учетом повышения температуры транзистора. Обычно при выполнении такого условия максимальное значение тока коллектора транзисторов, которые используются в энергосберегающих преобразователях, оказывается в 2 – 3 раза меньше предельно допустимого импульсного тока коллектора, гарантируемого производителями. Однако не вызывает сомнений, что для получения одинаковой мощности в нагрузке лучше использовать энергосберегающую систему, состоящую из нескольких параллельно работающих транзисторов, каждый из которых выделяет минимум тепла, нежели использовать в том же объеме один транзистор в предельном режиме с водяным охлаждением.
Таким образом, из представленных материалов следует, что биполярные транзисторы некоторых типов, обладающие существенно меньшей выходной емкостью и меньшим падением напряжения в насыщенном состоянии, не только не уступают полевым транзисторам по эффективности при высоких коммутируемых напряжениях, но существенно превосходят их. Следует отметить, однако, что при коммутации низких напряжений полевые транзисторы оказываются более эффективными, поскольку их выходная емкость возрастает всего лишь пропорционально снижению сопротивления канала в открытом состоянии, а динамические потери зависят от квадрата коммутируемого напряжения. Поэтому при низких коммутируемых напряжениях даже при весьма большой выходной емкости динамические потери оказываются несущественными, а активные потери из-за исключительно низкого сопротивления в замкнутом состоянии у этих транзисторов могут быть сделаны очень малыми, что недостижимо при использовании ключевых транзисторов любого другого типа. Вследствие этого альтернативы использованию полевых транзисторов в качестве элементов выпрямления при низких выходных напряжениях, по крайней мере, в диапазоне малых и средних мощностей, на наш взгляд, пока не существует.
Что касается IGBT, то, судя по полученным результатам, эти составные транзисторы являют собой лишь пример неэффективного использования биполярных транзисторов. Поэтому они существенно уступают биполярным транзисторам, используемым в соответствии с изложенными выше рекомендациями, как по динамическим потерям, так и по потерям в замкнутом состоянии. Вдобавок, по крайней мере, в диапазоне малых и средних мощностей, IGBT не дают никаких преимуществ и по сравнению с высоковольтными полевыми транзисторами, что делает целесообразность их применения в конвертерах напряжения рассматриваемого типа сомнительной.
Литература
