Использование импульсного преобразователя для питания прецизионного АЦП последовательных приближений в микромощных приложениях. Часть 1

Журнал РАДИОЛОЦМАН, июль 2017

Alan Walsh, Analog Devices

Расширение области использования высокоточных измерений требует все более и более высокой энергоэффективности источников питания. Это особенно актуально в связи с наступлением Интернета вещей, стимулирующего рост потребностей в беспроводных сенсорных измерительных узлах, носимых устройствах с автономным питанием для фитнеса и медицины и промышленных системах обработки сигналов, в которых используется изолированное питание, или питание, получаемое по петле 4-20 мА. В таких приложениях увеличение КПД мощности означает большее время жизни батарей, снижение периодичности обслуживания и упрощение конструкции источника питания.

Как правило, в точных измерительных системах для управления напряжением малошумящих шин питания прецизионных АЦП используются стабилизаторы с низким падением напряжения (LDO). Однако LDO стабилизаторы могут быть очень неэффективными, и нередко бóльшая часть мощности рассевается ими в виде тепла. В этой статье обсуждаются способы достижения более высоких значений КПД источников питания прецизионных АЦП последовательных приближений. Будет рассмотрено использование ультра-малопотребляющего импульсного стабилизатора, работающего в гистерезисном режиме, включая средства интеллектуального управления стабилизатором, синхронизированным с АЦП для улучшения шумовых характеристик, а также проанализированы компромиссы между потребляемой мощностью и уровнем шумов.

В диапазоне средних и больших нагрузок (от сотен миллиампер до единиц ампер) импульсные регуляторы с фиксированной частотой переключения или с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ) обеспечивают очень высокий КПД, часто превышающий 90%. Однако такой КПД достигается ценой пульсаций переключения, проявляющихся на фиксированной частоте от сотен килогерц до нескольких мегагерц. Как видно из Рисунка 1, коэффициент подавления пульсаций питания (power supply rejection ratio – PSRR) типичного АЦП последовательных приближений остается очень хорошим на низких частотах вплоть до 100 кГц, после чего начинает быстро падать.

Рисунок 1.	Частотная зависимость коэффициента подавления пульсаций питания АЦП последовательных приближений.

Типичные значения токов, потребляемых линиями питания V_DD высокоточных АЦП последовательных приближений, находятся в пределах от нескольких миллиампер до микроампер, если АЦП работает в режиме пониженной скорости преобразования, так что с точки зрения КПД нет никаких преимуществ в использовании преобразователя с фиксированной частотой переключения вместо LDO стабилизатора.

Однако высокоэффективные сверхмаломощные импульсные понижающие преобразователи могут работать в гистерезисном режиме с очень низким собственным током потребления.

В гистерезисном режиме регулятор, поддерживая постоянство пикового тока индуктивности, заряжает импульсами ШИМ выходной конденсатор до напряжения, немного превышающего номинальное. Когда выходное напряжение увеличивается до значения, при котором измеренный выходной сигнал  превышает верхний порог гистерезиса, регулятор переходит в режим ожидания. В режиме ожидания MOSFET верхнего и нижнего плеча, а также большинство схем отключаются для снижения тока потребления и, соответственно, для увеличения КПД (Рисунке 2). Во время ожидания выходной конденсатор отдает энергию в нагрузку, и выходное напряжение снижается до тех пор, пока не станет меньше нижнего порога гистерезисного компаратора. Регулятор просыпается и возобновляет генерацию импульсов ШИМ, чтобы опять зарядить выходной конденсатор.

Рисунок 2.	Зависимость КПД от тока нагрузки для режима ШИМ (вверху) и гистерезисного режима (внизу).

В гистерезисном режиме частота пульсаций переключения является функцией выходного тока и параметров LC-цепи, и для нагрузок в несколько миллиампер находится в диапазоне единиц килогерц. На частотах в несколько килогерц прецизионный АЦП имеет очень хороший PSRR, который отлично выполняет функцию подавления/ослабления пульсаций переключения на выходе.

Рисунок 3.	Схема включения AD7980 и ADP5300.

Для примера рассмотрим схему на Рисунке 3, в которой использован АЦП AD7980. Типовой ток, потребляемый этой микросхемой по выводу VDD, равен 1.5 мА при частоте выборки 1 Мвыб/с, и пропорционально увеличивается по мере роста частоты. Как можно видеть из Рисунка 4, в схеме преобразования напряжения шины 5 В в 2.5 В частота пульсаций переключения равна 4.5 кГц, а их амплитуда составляет 50 мВ пик-пик. Эти пульсации ослабляются АЦП до уровня, определяемого значением его PSRR. БПФ выходного сигнала АЦП показывает пик с уровнем –120 dBFS (дБ полной шкалы) на частоте 4.5 кГц. При входном диапазоне АЦП, равном 5 В, величина этого пика равна

Такой уровень пульсаций на выходе АЦП чрезвычайно мал для 16-битного преобразователя; 5 мкВ пик-пик здесь соответствуют 0.07 от уровня младшего разряда. Пульсации столь низкого уровня неразличимы на фоне собственных шумов АЦП, их обнаружение требует большого количества усреднений, и во многих приложениях они будут просто не видны. Пересчет этих выходных пульсаций в PSRR дает

Рисунок 4.	Пульсации переключения гистерезисного преобразователя ADP5300 (без постоянной составляющей) при питании AD7980 и спектр выходного сигнала АЦП при частоте выборки 1 Мвыб/с.

Полученное значение не сильно отличается от величины, которую можно получить из графика для PSRR АЦП AD7980 на Рисунке 1: примерно 77 дБ на частоте 4.5 кГц.

Окончание