При управлении как линейными, так и нелинейными системами в цепь обратной связи иногда намеренно включается небольшая нелинейность. «Небольшая» здесь означает, что выходное напряжение включенного элемента изменяется линейно, но только после того, как входное напряжение превысит некоторый порог. В диапазоне входных напряжений от нуля до порога напряжение на выходе нелинейного элемента отсутствует. Таким образом удается подавлять затухающие колебания, характерные для систем с обратной связью.
В однополярном преобразователе напряжение-ток, схема которого показана на Рисунке 1, использовано классическое включение операционного усилителя IC2a и NPN транзистора Q1. Стабилизируемый ток течет через эмиттерный резистор RE, который выполняет здесь роль простейшего пассивного преобразователя ток-напряжение. Фактическим напряжением отрицательной обратной связи в цепи регулирования является напряжение на инвертирующем входе IC2a. Зона нечувствительности на вольтамперной характеристике создается током, текущим от источника опорного напряжения VREF через резисторы RD и RE в землю. Источником опорного напряжения VREF служат двухвыводная микросхема шунтового регулятора IC1, резистивный делитель Ra, Rb и операционный усилитель IC2b.
 |
|
| Рисунок 1. | При входном напряжении от 20 мВ до 200 мВ выходной ток преобразователя растет линейно, в то время как при напряжении менее 20 мВ ток равен нулю. |
Для оценки ширины зоны нечувствительности, прежде всего, представим, что VIN равно нулю. Операционный усилитель стремится смещать к нулю также и напряжение VED. Однако стать равным нулю VED не может, поскольку переход база-эмиттер транзистора Q1 в это время работает, как диод, смещенный в обратном направлении. В результате эмиттерный ток Q1 равен нулю, откуда следует, что падение напряжения на резисторе RE равно:
Поскольку это же напряжение приложено к инвертирующему входу операционного усилителя, его выход находится в отрицательном насыщении.
При увеличении VIN никаких изменений не будет происходить до тех пор, пока входное напряжение не превысит напряжение VED, данное Уравнением 1. С этого момента выходное напряжение операционного усилителя IC2a станет положительным, и через эмиттер Q1 потечет ток. С ростом VIN будет расти ток эмиттера Q1. Из-за сильной отрицательной обратной связи зависимость тока IC от VIN остается линейной до тех пор, пока входное напряжение находится в диапазоне от VED до VREF. Для оценки величины выходного тока на границе рабочего диапазона при VIN = VREF нужно принять во внимание, что на обоих выводах резистора напряжение одинаково и равно VREF, так что ток через резистор не течет. Поэтому эквивалентное сопротивление эмиттера равно самому эмиттерному сопротивлению RE, а ток эмиттера равен VREF/RE.
Выходной ток, текущий через коллектор Q1 и положительный вывод питания, очень незначительно отличается от тока эмиттера:
где β – коэффициент передачи тока Q1. На Рисунке 2 показана вольтамперная характеристика преобразователя.
 |
|
| Рисунок 2. | |
При коэффициенте передачи тока транзистора 2N3904 приблизительно равном 230 коллекторный ток меньше эмиттерного на 0.44%. Чтобы снизить эту ошибку можно заменить Q1 либо составным транзистором Дарлингтона, либо каскадным соединением двух биполярных транзисторов. Входное напряжение VIN можно снимать непосредственно с движка потенциометра P1, или же брать от внешнего источника.
Если, к примеру, вы выбрали VDB = 0.1×VREF, VDB = VED то из Уравнения 1 будет следовать RD = 9RE. Теоретическая зависимость выходного тока от входного напряжения представлена графиком на Рисунке 2.
Измерения, проведенные на макете схемы, показали, что VREF = 0.19645 В, а напряжение VED на эмиттере при максимальном входном напряжении равно 0.19660 В.
Напряжение VDB определялось путем измерения значений VIN в моменты резких изменений выходного напряжения IC2a с нулевого на положительное и наоборот. Было определено, что для положительных переходов VDB = 19.75 мВ, а для отрицательных VDB = 19.70 мВ.
