Журнал РАДИОЛОЦМАН, октябрь 2015
Al Dutcher
EDN
В этой статье предлагается простая, дешевая и компактная схема широкодиапазонного источника гармонических колебаний с низким уровнем нелинейных искажений для конструирования и отладки аудио схем. Хотя стабильность синусоидального сигнала, который можно получить методом прямого цифрового синтеза, существенно выше, а гармоник и других побочных частотных компонентов в нем меньше, этот, в определенной степени, «ретро» подход позволяет разработчикам оттачивать свои навыки моделирования, используя бесплатный симулятор LTSpice компании Linear Technology. Генератор содержит частотозадающую цепь и оригинальный амплитудный ограничитель, предотвращающий насыщение схемы, искажение сигнала и возникновение гармоник.
Во многих генераторах звуковой частоты используется классическая топология с полосовым фильтром на основе моста Вина и цепями, содержащими лампы накаливания, термисторы или полевые транзисторы с p-n переходом, необходимые для автоматического изменения коэффициента обратной связи и ограничения амплитуды.
Однако чувствительные к амплитуде резисторы вносят небольшую задержку, которая может стать причиной пульсаций амплитуды во время стабилизации генератора. Кроме того, «мягкие» характеристики ограничителя требуют использования частотно-зависимых компонентов, отслеживающих и поддерживающих амплитуду постоянной во всем диапазоне частот генерации. Диодные ограничители имеют более мягкие характеристики, не позволяющие усилителю уходить в «жесткое» ограничение и, кроме того, они не вносят задержки огибающей. Частотная характеристика фильтра на основе моста Вина спадает относительно медленно, что не дет возможности адекватно ослаблять гармонические составляющие, порождаемые ограничением сигнала. Вследствие этого разработчики большинства высококачественных генераторов стараются избегать использования жестких ограничителей.
На Рисунке 1 изображена схема генератора гармонических колебаний с нестандартным использованием логических элементов. Основанный на топологии с обратной связью по параметрам режима, объединяющей в одной схеме фильтры нижних и верхних частот и полосовой фильтр, этот генератор опирается на пиковые характеристики двухполюсного фильтра нижних частот (ФНЧ) с докритическим затуханием, значительно увеличивающего уровень основной гармоники. Фильтр нижних частот обеспечивает спад уровней гармоник со скоростью –12 дБ на октаву. Петля обратной связи с изменяемыми параметрами образована двумя интеграторами и суммирующим усилителем, сдвигающим фазу на 180°. Каждый из двух интеграторов добавляет почти по –90° дополнительного фазового сдвига, и, таким образом, вся петля обратной связи, внося фазовый сдвиг чуть меньше 360° или 0° и имея единичное усиление, обеспечивает генерацию схемы.
 |
|
| Рисунок 1. | Сделайте источник синусоидального сигнала из шести быстродействующих КМОП инверторов и небольшого количества пассивных компонентов. |
В качестве усилительных элементов замкнутого контура выбраны небуферизованные КМОП инверторы 74HCU04, благодаря которым схема получилась простотой, полоса пропускания широкой, а логические пороги самоустанавливающимися. Коэффициент усиления каждого инвертора относительно невелик и равен примерно 15. Работая в линейном режиме класса A, инверторы не создают искажений типа «ступенька», в результате чего возникающие гармоники имеют амплитуды, быстро спадающие с ростом порядка. В корпусе 74HCU04 содержится шесть инверторов, что позволяет сделать генератор на одной микросхеме.
Чтобы понять, как работает схема, примем суммирующий узел на входе IC1C за точку начала отсчета фазы. Суммирующий усилитель IC1C обеспечивает первый сдвиг фазы на 180° (инверсию сигнала). Каждый из усилителей-интеграторов IC1A и IC1B имеет добротность, определяющую усиление порядка 15, и добавляет –86° в общий фазовый сдвиг 180°, в результате чего их вклад составляет 180° – 86° = 94°. Суммарный сдвиг фаз, создаваемый этими тремя каскадами, равен 180° + 94° + 94° = 8°. Таким образом, до «идеальных 0°», необходимых для возникновения генерации, схеме не хватает сдвига фаз на 8°. Общая добротность схемы, равная примерно 7.5, обеспечивает усиление и фильтрацию основной частоты порядка 17 дБ, однако самовозбуждения схемы при фазовом сдвиге 8° не происходит.
Чтобы получить необходимый для самовозбуждения генератора фазовый сдвиг, равный ровно 360°, используется небольшая часть сигнала полосового фильтра, работающего при фазовом угле 180° + 180° – 86° = –86°. Сочетание добротности схемы, равной 7.5, и четырехкратного ослабления сигнала с промежуточного выхода полосового фильтра определяет адекватные значения усиления и фазового сдвига, необходимые для возникновения генерации. Благодаря симметричной конфигурации внутренних транзисторов схема КМОП инвертора стремится поддерживать логический порог на уровне половины ее напряжения питания. Однако проводимость N-канального МОП транзистора выше, чем у его P-канального двойника, из-за чего логический порог слегка смещается в сторону отрицательной шины питания. В связи с тем, что при использовании инвертора для ограничения амплитуды колебаний такой дисбаланс привел бы к асимметрии сигнала, в схему добавлена пара включенных встречно-параллельно диодов D1 и D2 типа 1N4148, выполняющих функцию симметричного ограничителя и не позволяющих инверторам искажать выходной сигнал полосового фильтра.
При мягком ограничении уровень третьей гармоники выходного сигнала составляет –17 дБ, что снижает требования к параметрам фильтра. Отклик фильтра достигает максимального значения 17 дБ на частоте генерации, а ФНЧ обеспечивает подавление третьей гармоники на 20 дБ при идеальном общем подавлении –54 дБ. На практике усиление и пороговые характеристики КМОП устройств отклоняются от идеальных, в результате чего нелинейные искажения гармонических сигналов на выходе ФНЧ в такой схеме могут достигать 1%, что, впрочем, для предполагаемой области применения вполне приемлемо. Значительно улучшить характеристики генератора могла бы замена КМОП инверторов операционными усилителями.
Фильтр верхних частот (ФВЧ) формирует первый входной сигнал интегратора, а два включенных последовательно интегратора сдвигают фазу на 180° для всех частотных компонентов, и, кроме того, ослабляют гармоники сигнала в N2 раз, где N обозначает номер гармоники. Вычитание части сигнала ФВЧ, содержащего созданные диодными ограничителем гармоники, из сигнала ФНЧ еще больше снижает уровень паразитных компонентов в выходном сигнале. R8 и R9 образуют компенсационный делитель 10:1 обеспечивающий дополнительное снижение уровня гармоник на 6 дБ при коэффициенте нелинейных искажений выходного сигнала 0.5%. На Рисунке 2 показаны уровни гармоник при основной частоте выходного сигнала равной 500 Гц.
 |
|
| Рисунок 2. | В спектре выходного сигнала генератора уровни второй и третьей гармоник как минимум на 45 дБ меньше основной частоты. |
Генерация возникнет при единичном усилении, когда реактивные сопротивления интеграторов будут равны сопротивлениям резисторов интеграторов, а ее частота будет равна
где
R = (RV1 + R2) = (RV2 + R3) и
C = C1 = C2.
При C = 10 нФ и R, изменяющемся от 8 до 80 кОм, выходная частота схемы будет изменяться от 200 Гц до 2 кГц. Согласованность изменения сопротивлений в интеграторах обеспечит связанность управляющих секций. Для перестройки частоты вы можете использовать сдвоенный стерео аудио потенциометр с сопротивлением 100 кОм. Чтобы перекрыть звуковой диапазон от 2 Гц до 200 кГц, потребуется добавить двухсекционный переключатель диапазонов (не показанный на схеме), который позволит выбирать соответствующие пары конденсаторов из ряда значений 1 мкФ, 100 нФ, 10 нФ, 1 нФ и 100 пФ. В принципе, можно подобрать согласованные пары термостабильных керамических конденсаторов, однако конденсаторы с пленочным диэлектриком обеспечат более высокую стабильность частоты. Корректирующий конденсатор C3 улучшает равномерность АЧХ в области верхних частот. В типичной рабочей полосе частот неравномерность амплитудной характеристики не выходит за пределы 1 дБ.
Один из трех оставшихся инверторов (IC1F) используется в качестве источника виртуальной земли, деля пополам плавающее напряжение питания 5 В, получаемое от батареи из четырех никель-кадмиевых или никель-металлогидридных аккумуляторов типоразмера AA. Средний ток, потребляемый от аккумуляторов, составляет 50 … 60 мА. И, наконец, последние два инвертора IC1D и IC1E коммутируются переключателем S1 таким образом, чтобы подключить либо буферный усилитель с единичным усилением для гармонического сигнала, либо триггер Шмитта для формирования прямоугольных импульсов. Резистором R11 устанавливается уровень гистерезиса триггера Шмитта. Для упрощения сборки схемы воспользуйтесь беспаечной макетной платой, а микросхему 74HCU04 выберите в корпусе DIP.
Конструируя схему, учитываете, что 74HCU04 имеет значительное усиление на высоких частотах, поэтому чрезмерно длинные выводы могут стать причиной паразитной генерации, подавить которую помогает резистор R1, снижающий коэффициент усиления в очень широком диапазоне частот. Уменьшив номиналы компонентов, вы легко заставите схему генерировать на высоких частотах, и хотя ее стабильность уступает LC-генератору, диапазон рабочих частот этой схемы весьма широк.
