Снижение чувствительности инструментального усилителя к рассогласованию сопротивлений резисторов

Журнал РАДИОЛОЦМАН, октябрь 2016

Reza Moghimi, Analog Devices

EDN

В этой статье предлагается новый вариант топологии инструментального усилителя (ИУ) с улучшенным подавлением синфазного сигнала (common-mode rejection – CMR). В схеме использованы дискретные усилители, поэтому ничто не мешает в соответствии с требованиями вашего приложения подобрать их по величине потребляемой мощности, цене, шумам и напряжению питания. До сих пор недостатком инструментальных усилителей, собранных на дискретных компонентах, было плохое значение CMR. Разработчики систем все еще продолжают создавать собственные дискретные конструкции, поскольку стандартные интегральные ИУ либо не всегда отвечают их требованиям, либо слишком дороги. Собрать дискретный инструментальный усилитель вы можете из двух или трех операционных усилителей (ОУ) и нескольких резисторов (Рисунок 1). Впрочем, в большинстве монолитных ИУ используется конфигурация с тремя операционными усилителями. Такой подход обеспечивает лучшие значения CMR для сигналов переменного и постоянного тока. Наиболее сложной проблемой, которую приходится решать при создании дискретных инструментальных усилителей, является достижения уровня CMR, соизмеримого с величиной этого параметра у монолитных ИУ.

а) б)
Рисунок 1.	Для создания инструментального усилителя могут использоваться обычные конфигурации на двух (а) или трех (б) операционных усилителях.

Снижение степени подавления синфазного сигнала в схемах на трех ОУ (Рисунок 1б) происходит из-за рассогласования сопротивлений резисторов. Любые синфазные сигналы V_IN1 и V_IN2 проходят на выходы A₁ и A₂. Дифференциальный усилитель, образованный резисторами R₁, R₂, R₃ и R₄ и микросхемой A₃, это синфазное напряжение должен удалять. Для получения высоких CMR схемы требуется согласование резисторов дифференциального усилителя, а ОУ A₃ должен иметь большое значение собственного CMR. При точности согласования сопротивлений резисторов 0.1% наилучшее достижимое значение CMR на постоянном токе составит 54 дБ. В той или иной степени, зависящей от типа выбранного ОУ, CMR всегда ухудшается с частотой.

Причиной ухудшения CMR в ИУ на двух операционных усилителях (Рисунок 1а) является различие фазовых сдвигов сигналов на двух входах A₂. Прежде чем усилитель A₂ вычтет сигнал V_IN1 из V_IN2, V_IN1 должен пойти через усилитель A₁. В результате выходное напряжение A₁ оказывается задержанным относительно V_IN1. Усилитель A₁ вносит задержку, вследствие которой его выходной сигнал отстает от напряжения, непосредственно приложенного к входу V_IN2. Эта разность фаз приводит к тому, что напряжение на выходе A₁ всегда отличается от V_IN2, даже в том случае, если амплитуды обоих напряжений равны. Фазовый сдвиг делает напряжение синфазной ошибки на выходе V_OUT частотно-зависимым. Синфазная ошибка увеличивается с ростом частоты синфазного сигнала, так как фазовый сдвиг в A₁ возрастает с частотой из-за спада однополюсной частотной характеристики.

В руководстве по конструированию инструментальных усилителей [1] для расчета величины ошибки дается следующая формула

для случая, когда на основе микромощных ОУ с полосой единичного усиления 500 кГц вы конструируете инструментальный усилитель с полосой пропускания при замкнутой обратной связи 100 кГц. Синфазная ошибка в 0.1% эквивалентна коэффициенту подавления синфазного сигнала (common-mode-rejection ratio – CMRR), равному 60 дБ. Даже если вы настроите схему так, чтобы на постоянном токе CMRR достигал 100 дБ, это значение сохранится лишь до частоты 1 Гц. На частоте 100 Гц CMRR не может быть лучше 60 дБ.

Эти недостатки схемы на двух ОУ можно преодолеть, компенсировав фазовую задержку A₁ активной обратной связью. На низких частотах фазовую ошибку можно уменьшить практически до нуля с помощью согласованного сдвоенного ОУ [2]. При таком подходе цепь обратной связи усилителя добавляет равный по величине, но противоположный по знаку фазовый сдвиг. Поскольку характеристики схемы зависят от согласованности параметров усилителей, необходимо использовать микросхемы сдвоенных или счетверенных ОУ.

Рисунок 2.	Использование A2 в цепи активной обратной связи намного увеличивает эффективную полосу пропускания A1. Операционные усилители должны иметь максимально близкие характеристики, поэтому в данной схеме необходимо использовать микросхему сдвоенного усилителя.

Для компенсации фазовой ошибки цепью активной обратной связи дополнительно требуются ОУ и два внешних резистора (Рисунок 2). A₁ в этой схеме обеспечивает прямое усиление составного усилителя. K₁ определяет коэффициент усиления при замкнутой петле обратной связи.

(A_V = 1 + K₁),

где

A_V – коэффициент усиления по напряжению,
K₁ – константа.

Усилитель A₂ формирует сигнал обратной связи для усилителя A₁. K₂ задает степень компенсации фазовой погрешности и на прямое усиление составного усилителя влияния не оказывает. Наилучшее подавление ошибки будет происходить, когда K₁ = K₂. Ошибки являются функциями комплексной частотной характеристики и описываются следующими выражениями:

где

A_ERR – ошибка усиления,
f_ERR – фазовая погрешность,
b – коэффициент обратной связи,
w – круговая частота,
w_T – круговая частота единичного усиления.

На Рисунке 3 показан новый вариант схемы, в которой к двум ОУ добавлена цепь активной обратной связи. Здесь фазовый сдвиг в A₁ корректируется с использованием цепи активной обратной связи, образованной усилителем A₂ и четырьмя резисторами. Как классические инструментальные усилители на двух и трех ОУ, так и предложенный здесь вариант на трех ОУ с активной обратной связью, для сигналов постоянного тока имеют очень близкие CMRR. Однако на переменном токе эти различия становятся значительными. Эти различая возникают, когда на вход подают и меняют большое синфазное напряжение.

Рисунок 3.	Основу этого инструментального усилителя образует топология на двух ОУ; третий усилитель обеспечивает активную обратную связь для компенсации фазового сдвига.

Схема, в которой использовались ОУ AD8603 компании Analog Devices, испытывалась при следующих условиях:

напряжение питания – ±2.5 В,
синфазное напряжение – 0.001 мВ,
коэффициент усиления – 100.

Измерьте ошибки с 500-герцовым входным сигналом.

Затем измените условия работы схемы, увеличив синфазное напряжение до 2.001 В. Вы увидите, сколь значительное улучшение обеспечивает схема на Рисунке 3 по сравнению со схемой на Рисунке 1а. Схема менее чувствительна к рассогласованию сопротивлений резисторов, чем схема на Рисунке 1б с точно согласованными резисторами.

Ссылки

Материалы по теме