Во многих приложениях возникает необходимость обработки низкоуровневых сигналов переменного тока в присутствии как синфазных помех, так и постоянного дифференциального напряжения. В таких ситуациях для извлечения сигнала переменного тока и подавления синфазного шума и дифференциального постоянного напряжения обязательна связь с инструментальными и дифференциальными усилителями по переменному току. Эта ситуация обычно возникает при сборе биоэлектрических сигналов, когда поляризация металлических электродов приводит к появлению большого случайного дифференциального постоянного напряжения в диапазоне от ±0.15 В, Одним из подходов к устранению дифференциального напряжения является развязка входов по переменному току. Однако этот метод требует добавления пары конденсаторов и резисторов для связи по переменному току входов дифференциального усилителя. Производственные разбросы номиналов этих компонентов серьезно ухудшают CMRR (коэффициент подавления синфазного сигнала) усилителя. Если стоимость не имеет значения, можно выполнить начальную подстройку, но эта операция бесполезна для биологических приложений ввиду больших различий в сопротивлениях электродов и тканей. Дифференциальная топология схемы, представленной на Рисунке 1, решает эти проблемы [1].
 |
|
| Рисунок 1. | Этот инструментальный усилитель со связью по переменному току рассчитан на максимальное входное напряжение всего ±5 мВ. |
Принцип работы этого инструментального усилителя со связью по переменному току заключается в поддержании среднего выходного напряжения на уровне 0 В. Для этого к классическому инструментальному усилителю на трех операционных усилителях добавляется петля обратной связи с автоматической установки нуля, состоящая из элементов IC4, RFB и CFB. Этот контур обратной связи создает частотно-зависимую передаточную функцию:
Из формулы видно, что инструментальный усилитель ведет себя как фильтр верхних частот с частотой среза по уровню –3 дБ равной
На первый взгляд может показаться, что автоматическая установка нуля на выходе инструментального усилителя происходит идеально. К сожалению, возможности автоматической установки нуля этой схемы сильно ограничены. Это ограничение можно определить, выразив выходное напряжение как функцию входных сигналов и выходного напряжения интегратора VZ:
где VOUT – выходное напряжение. В этом выражении
представляет собой дифференциальное усиление AD в полосе пропускания. При постоянном напряжении на выходе будет поддерживаться ровно 0 В до тех пор, пока выходное напряжение интегратора не достигнет уровня насыщения VZ(MAX).
Следовательно, приравнивание выходного напряжения к 0 В в приведенном выше выражении дает максимальное постоянное дифференциальное входное напряжение, с которым может работать эта схема:
Рассмотрим, к примеру, типичные характеристики и ограничения портативной биотелеметрической системы: дифференциальный коэффициент усиления 1000, расщепленные источники питания ±5 В и операционные усилители с rail-to-rail выходами. В этой системе применение формулы для ΔVIN дает максимальное постоянное напряжение на дифференциальном входе всего ±5 мВ. Такие ограниченные характеристики неприемлемы для биологических приложений, в которых встречаются дифференциальные входные постоянные напряжения ±0.15 В. Схема инструментального усилителя со связью по переменному току, показанная на Рисунке 2, позволяет преодолеть это ограничение за счет добавления цепи «активной обратной связи», которая включает в себя делитель напряжения R3-R4 и соответствующий буферный усилитель IC5. После такого изменения следующие формулы описывают новую передаточную функцию и нижнюю частоту среза, соответственно:
Выражение для выходного напряжения как функции входного сигнала и выходного напряжения интегратора VZ приобретает вид:
В этом выражении
представляет собой новый дифференциальный коэффициент усиления в полосе пропускания.
При постоянном напряжении на выходе будет поддерживаться ровно 0 В до тех пор, пока выходное напряжение интегратора не достигнет уровня насыщения VZ(MAX). Следовательно, приравнивание выходного напряжения к 0 В в новых формулах дает новые значения максимального постоянного дифференциального входного напряжения и дифференциального усиления. Это, соответственно:
и
В приведенных выше формулах дополнительный член 1+R4/R3 представляет собой коэффициент усиления каскада с активной обратной связью.
Новые выражения для ΔVIN(MAX) и AD(MAX) наглядно демонстрируют преимущества инструментального усилителя с активной обратной связью, показанного на Рисунке 2. При одинаковом дифференциальном коэффициенте усиления можно расширить диапазон напряжений поляризации ΔVIN(MAX) в число раз, равное коэффициенту усиления каскада с активной обратной связью. И наоборот, во столько же раз можно увеличить дифференциальное усиление при заданном диапазоне напряжений поляризации ΔVIN(MAX).
 |
|
| Рисунок 2. | Этот инструментальный усилитель может работать с дифференциальными входными напряжениями в диапазоне ±0.34 В. |
Единственный недостаток такой топологии хорошо виден из выражения для fC – это верхняя частота среза. Эта частота умножается на коэффициент усиления каскада с активной обратной связью. Поэтому для поддержания заданной частоты среза необходимо умножить постоянную времени на коэффициент, равный коэффициенту усиления каскада с активной обратной связью. Этот фактор может стать проблемой при обработке сигналов, спектр которых содержит низкочастотные составляющие. В таких приложениях номиналы RFB и CFB могут достигать запредельных значений. Следовательно, необходимо найти компромисс между постоянной времени и коэффициентом усиления каскада с активной обратной связью. Типичным примером такого компромисса являются номиналы компонентов на Рисунке 2: Номиналы приведены для усилителя ЭЭГ (электроэнцефалограмм) с расщепленными источниками питания ±5 В. Усилитель имеет дифференциальный коэффициент усиления 1000, нижнюю частоту среза 2.3 Гц и может работать с постоянным дифференциальным входным напряжением в диапазоне ±0.34 В.
Для получения таких характеристик коэффициенты усиления каскада с активной обратной связью и дифференциального усилителя необходимо установить равными 67.6 и 15, соответственно. При таких значениях коэффициентов усиления шумовые характеристики инструментального усилителя со связью по переменному току, представленного на Рисунке 2, аналогичны характеристикам классического инструментального усилителя. Такая ситуация возникает из-за того, что каскад автоматической установки нуля и каскад с активной обратной связью – IC4 и IC5, – находятся после входных дифференциальных каскадов IC1 и IC2. Следовательно, коэффициент усиления дифференциального каскада примерно делит их соответствующие шумовые вклады, которые, таким образом, оказываются пренебрежимо малыми. В качестве IC1 и IC2 можно использовать несколько малошумящих операционных усилителей. Для портативных биотелеметрических приложений хорошим компромиссом с точки зрения плотности входного шума, частоты излома шумовой характеристики, входного тока смещения и отдаваемого тока является микросхема LT1464. (26 нВ/√Гц, 9 Гц, 0.4 пА и 230 мкА, соответственно).
Теоретический анализ с использованием шумовых параметров LT1464 показывает, что в наихудшем случае среднеквадратичное значение входного напряжения шумов не должно превышать 11 мкВ. Испытания опытных образцов подтверждают этот прогноз; измеренные входные шумовые напряжения составляют от 3 до 6 мкВ с.к.з. Подводя итог, можно сказать, что инструментальный усилитель со связью по переменному току и активной обратной связью хорошо подходит для приложений, требующих высокого дифференциального усиления, способности работать с большими постоянными дифференциальными входными напряжениями и низких уровней шумов.
Купить LT1464 на РадиоЛоцман.Цены
