Я работал над квазирезонансным преобразователем энергии, который в предельно упрощенном виде выглядел так, как изображено на Рисунке 1.
Двухтактная пара мощных MOSFET должна была включаться и выключаться в обычной последовательности, и при включении каждого из транзисторов его ток сток-исток IDS должен был нарастать и снова спадать по синусоидальной кривой. Форма кривой была задана последовательным резонансом С1 с общей индуктивностью – суммой индуктивности L1, индуктивности рассеяния вторичной обмотки T1 и индуктивности рассеяния той половины первичной обмотки, которая работала в данном полупериоде.
 |
||
| Рисунок 1. | Это упрощенная конструкция квазирезонансного двухтактного инвертора. | |
Эта форма сигнала определялась резонансом LC-контура, но попеременная коммутация полуобмоток, фактически, превращала процесс в квазирезонансный.
Если бы две половины первичной обмотки были в точности одинаковыми, их индуктивности рассеяния также были бы в точности одинаковыми, и тогда в точности одинаковыми были бы и формы токов I1 и I2, хотя и сдвинутыми на 180°. Если бы резонансы были именно такими, каждый MOSFET выключался бы ровно в тот самый момент, когда ток IDS этого MOSFET вернулся к нулю (Рисунок 2).
 |
||
| Рисунок 2. | На этой диаграмме показано идеальное переключение в квазирезонансной схеме. |
|
Ложку дегтя в эту бочку меда добавило то, что две половины первичной обмотки были не совсем одинаковыми. Очень незначительное различие индуктивностей рассеяния, обусловленное естественными технологическими факторами, привело к коммутационным ошибкам, хорошо заметным на Рисунке 3.
 |
||
| Рисунок 3. | Несогласованные индуктивности рассеяния вызывают ошибки переключения. |
|
Если бы индуктивность рассеяния была больше номинальной, IDS еще не успел бы опуститься до нуля, когда MOSFET этого плеча уже выключился бы (ток I1 на Рисунке 3). С другой стороны, если бы индуктивность рассеяния была меньше номинальной, IDS не только достигал бы нуля, но и начинал бы течь в противоположном направлении до тех пор, пока не выключился MOSFET (ток I2 на Рисунке 3).
В нашем реальном устройстве мы могли бы немного отрегулировать задающую частоту, но приведение в «идеальное состояние» одной стороны схемы оставило бы другую сторону с существенной «коммутационной ошибкой». Идея попытаться достичь компромисса между двумя сторонами также была сочтена недостаточно хорошей.
Первоначальная емкость конденсатора C1 у нас составляла 0.068 мкФ, а расчетная частота LC-резонанса равнялась 100 кГц. Из стандартной формулы для частоты резонанса следовало, что сумма описанных индуктивностей, учитывающая, конечно же, соотношение витков Т1, составляла 37.25 мкГн, из которых большая часть приходилась на L1, но коммутационный дисбаланс и возникающие в результате ошибки мы сочли слишком серьезными.
Мы уменьшили емкость C1 с 0.068 мкФ до 0.022 мкФ, что потребовало увеличения индуктивности дросселя, которая стала равной 115.1 мкГн. Мы сделали дроссель L1 со значительно более высокой индуктивностью, и получили результаты, представленные на Рисунке 4.
 |
||
| Рисунок 4. | С помощью настроек коммутационные ошибки можно уменьшить. | |
Мы никогда не смогли бы полностью устранить коммутационные ошибки, поскольку две половины первичной обмотки T1 всегда немного несбалансированы. Однако мы смогли уменьшить эти ошибки до приемлемо малых значений.
