Введение
Современные видеокамеры с повышенным разрешением, сенсорные экраны больших форматов, высокоскоростные системы связи и другие высокопроизводительные приложения в процессе работы потребляют достаточно большое количество энергии, поэтому для их питания используют литий-ионные аккумуляторы большой емкости. Чтобы сократить время зарядки подобных аккумуляторов, приходится увеличивать мощность зарядных устройств и даже разрабатывать новые интерфейсы, например, USB Type-C, позволяющие питать устройства с более высокой мощностью.
Однако использование всех преимуществ новых стандартов связано с рядом технических трудностей, одной из которых является недостаточно высокий уровень КПД существующих синхронных понижающих преобразователей, не позволяющий разместить мощное зарядное устройство в ограниченном объеме конечного приложения. Таким образом, на сегодняшний день перед разработчиками электроники снова стоит задача увеличения удельной мощности зарядных устройств.
Одним из вариантов решения этой проблемы является построение зарядных устройств по трехуровневой понижающей схеме, особенностью которой являются меньшие значения напряжения на выводах силового дросселя, что позволяет использовать более компактные индуктивные элементы. Таким образом, несмотря на увеличение общего количества компонентов в силовой части, в частности, конденсаторов и силовых транзисторов, трехуровневые преобразователи могут иметь меньшие потери и преобразовывать энергию на более высокой частоте fSW, что позволяет создавать зарядные устройства меньших размеров и с более высоким КПД. В этой статье приведены результаты анализа электрических процессов в силовой части трехуровневых схем, а также проведена сравнительная оценка мощности потерь в преобразователях этого типа.
Особенности традиционных понижающих преобразователей
Схема традиционного двухуровневого понижающего преобразователя известна и активно используется уже несколько десятилетий. В современном виде силовая часть синхронного понижающего преобразователя состоит из двух полевых транзисторов с изолированным затвором (MOSFET), одного дросселя и двух конденсаторов, один из которых подключен параллельно входному, а второй – параллельно выходному терминалам схемы (Рисунок 1).
 |
||
| Рисунок 1. | Двухуровневый понижающий преобразователь. | |
Силовые транзисторы управляются двумя комплементарными импульсными сигналами с коэффициентами заполнения D и 1 – D. При таком способе управления напряжение в точке соединения транзисторов VSW периодически изменяется, принимая значение либо нуля, либо напряжения питания VIN, из-за чего эту схему и называют «двухуровневой» (2-Level, 2L). Когда транзистор Q1 включен, а Q2 выключен, силовой дроссель заряжается, накапливая энергию. Одновременно с этим происходит и заряд выходного конденсатора, к которому подключена нагрузка. Когда транзистор Q1 выключен, а Q2 включен, дроссель разряжается, отдавая накопленную энергию в выходной конденсатор и нагрузку. Напряжение в точке соединения транзисторов VSW имеет форму прямоугольных импульсов с коэффициентом заполнения D, постоянная составляющая которого выделяется дросселем и выходным конденсатором и становится выходным напряжением VOUT.
Предположив, что силовые транзисторы являются идеальными ключами, а переходные процессы в силовой части уже завершились, на основании уравнения V = L × di/dt, можно определить индуктивность дросселя L, требуемую для работы на частоте fSW:
 |
(1) |
где
D = VOUT/VIN – коэффициент заполнения импульсов управления транзистором Q1;
K – относительный коэффициент пульсаций тока дросселя, обычно принимаемый на уровне 20…40% от тока нагрузки.
Из-за неидеальности элементной базы частота переключений зарядных устройств fSW обычно ограничивается значениями 1…2 МГц, поскольку на более высоких частотах потери энергии при переключении транзисторов и перезаряде дросселя становятся больше потерь, вызванных наличием у элементов активных сопротивлений. Таким образом, практически единственным способом увеличения КПД традиционных двухуровневых преобразователей является выбор элементов с меньшим сопротивлением постоянному току.
Особенности трехуровневых понижающих преобразователей
Силовая часть трехуровневого понижающего преобразователя содержит дополнительные элементы (Рисунок 2): два полевых транзистора Q3 и Q4 и конденсатор CFLY, у которого потенциалы обоих выводов «плавают», постоянно меняя свое значение.
 |
||
| Рисунок 2. | Трехуровневый понижающий преобразователь. | |
Алгоритм управления силовыми ключами трехуровневого преобразователя такой же, как и у его двухуровневого аналога. Первый – основной сигнал управления переключает транзисторы Q1 и Q2 с коэффициентом заполнения D = VOUT/VIN так же, как и в обычном преобразователе. Второй – дополнительный управляющий сигнал переключает транзисторы Q3 и Q4 с той же частотой и коэффициентом заполнения, но со смещенной на 180° фазой. При таком алгоритме переключений напряжение на конденсаторе CFLY становится приблизительно равным половине напряжения питания VIN/2, а вот напряжение VSW, подаваемое на вход выходного фильтра нижних частот, теперь может принимать три значения: 0, VIN и VIN/2, из-за чего эту схему и стали называть «трехуровневой» (3-Level, 3L).
 |
||
| Рисунок 3. | Электрические процессы в трехуровневом понижающем преобразователе при коэффициенте заполнения меньше 0.5. |
|
Электрические процессы, происходящие в силовой части трехуровневого преобразователя при коэффициенте заполнения меньше 0.5, то есть, когда выходное напряжение меньше половины напряжения питания, показаны на Рисунке 3. Электрические процессы при более высоких выходных напряжениях, когда коэффициент заполнения больше 0.5, показаны на Рисунке 4.
 |
||
| Рисунок 4. | Электрические процессы в трехуровневом понижающем преобразователе при коэффициенте заполнения больше 0.5. |
|
При коэффициенте заполнения равном 0.5 (50%) транзисторы Q1 и Q4 включены в течение одной половины периода преобразования, а Q3 и Q2 – в течение другой. При такой коммутации напряжение VSW на протяжении практически всего периода равно половине напряжения питания VIN/2, соответствующего, в данном случае, выходному напряжению VOUT. В этом режиме можно считать, что напряжение на выводах дросселя всегда равно нулю, и пульсации тока в его обмотке отсутствуют.
Поскольку фаза коммутации пар транзисторов смещена на 180°, то частота изменения напряжения VSW в трехуровневом преобразователе fSW-3L будет в два раза больше, чем в двухуровневой схеме fSW-2L. При этом каждая пара транзисторов в трехуровневом преобразователе переключается всего один раз за период, то есть с частотой fSW-2L. Таким образом, период преобразования трехуровневой схемы оказывается в два раза меньше (TSW-2L = 2 × TSW-3L).
Анализ потерь в силовых транзисторах
Аналитические выражения для определения мощности потерь в силовых транзисторах приведены в Таблице 1. При анализе учитывались:
- статические потери на активных сопротивлениях кристаллов PCOND;
- динамические потери, возникающие при перезаряде паразитных емкостей, POSS и PGATE;
- динамические потери, возникающие при восстановлении обратных диодов, PQRR;
- динамические потери, возникающие при переключении транзисторов, PIV;
- динамические потери, связанные с протеканием тока через обратные диоды в течение мертвого времени, PDT.
При напряжении на конденсаторе CFLY, равном половине напряжения питания VIN/2, к транзисторам трехуровневого преобразователя прикладывается напряжение в два раза меньше, чем в двухуровневой схеме.
| Таблица 1. | Формулы для расчета мощности потерь в транзисторах | ||||||||||||||||||||||||||||
|
|||||||||||||||||||||||||||||
Приведенные в Таблице 1 формулы позволяют оценить относительный уровень потерь в силовых транзисторах двух схем. Однако это сравнение будет корректным при выполнении ряда условий.
- Размах пульсаций токов в обмотках дросселей обеих схем одинаков. При таком условии для трехуровневой схемы понадобится дроссель с индуктивностью L3L в четыре раза меньшей, чем в двухуровневой схеме L2L (этот вопрос будет подробно рассмотрен дальше).
- Транзисторы верхнего плеча в обеих схемах занимают одинаковую площадь (AQ1-2L = AQ1-3L + AQ3-3L). В этом случае сопротивления каналов транзисторов обеих схем будут одинаковыми (RQ1-2L = RQ1-3L = RQ3-3L), поскольку транзисторы трехуровневого преобразователи коммутируют в два раза меньшее напряжение. Но из-за того, что в трехуровневой схеме в верхнем плече находятся два последовательно включенных транзистора, общее сопротивление транзисторов верхнего плеча трехуровневого преобразователя будет в два раза больше, чем в двухуровневом варианте. Указанные соотношения будут справедливы и для транзисторов нижнего плеча.
- Скорость переключения транзисторов dv/dt одинакова. При таком условии транзисторы трехуровневого преобразователя из-за меньшего (в два раза) напряжения будут переключаться в два раза быстрее, чем в двухуровневой схеме. Таким образом, динамические потери PIV в трехуровневом преобразователе будут в два раза меньше.
- Если площадь, занимаемая транзисторами, одинакова, то и общий заряд их выходных емкостей QOSS тоже должен быть одинаков (QOSS(Q1)-2L = QOSS(Q1)-3L + QOSS(Q3)-3L). На самом деле в трехуровневом преобразователе общий заряд выходных емкостей транзисторов будет меньше, поскольку он зависит от величины приложенного напряжения. Но для упрощенной оценки эту величину можно считать одинаковой для двух схем.
 |
||
| Рисунок 5. | Зависимости потерь в силовых транзисторах PLOSS(ON-CHIP) от площади их кристаллов. |
|
Анализируя крайний правый столбец Таблицы 1, можно увидеть, что при одинаковых площадях кристаллов силовых транзисторов статические потери в трехуровневой схеме в два раза больше, чем в традиционном преобразователе, а вот из-за меньшей величины коммутируемого напряжения потери, связанные с перезарядом паразитных емкостей, POSS и PIV уменьшаются вдвое. Это является преимуществом трехуровневой схемы, поскольку статические потери можно легко уменьшать путем выбора транзисторов с большей площадью кристалла, по крайней мере, до тех пор, пока они не станут соизмеримыми с потерями, возникающими в результате переключения (Рисунок 5). В конечном итоге, оптимальной площадью кристаллов силовых транзисторов AOPT-2L и AOPT-3L можно считать такое значение, при котором статические потери приблизительно равны динамическим.
Купить BQ25910 на РадиоЛоцман.Цены
