В триггере Шмитта использованы два транзистора

Журнал РАДИОЛОЦМАН, ноябрь 2014

Einar Abell

EDN

В статье показано, каким образом, добавив цепь положительной обратной связи к паре Дарлингтона, можно создать триггер Шмитта с очень большим коэффициентом усиления тока (в типичном случае – 10,000). Я не знаю каких-либо решений, сравнимых по характеристикам, за исключением интегральных схем. Тем не менее, эта очень простая схема успешно выполняет универсальные функции. Схему можно рассчитать на работу с токами нагрузки от единиц миллиампер до ампер, причем при низких токах ее входное сопротивление может превышать 100 МОм.

На Рисунке 1 показана упрощенная схема в версии с входным NPN транзистором и активным низким уровнем, а на Рисунке 2 – с PNP транзистором и активным высоким уровнем. R₂ и R₃ (с учетом R_L) задают напряжение на эмиттере Q₁. Когда входное напряжение V_IN возрастает от нуля до значения V_IN(ON), определяемого выражением (1), Q₁ начинает включаться. Возрастающий ток его коллектора, усиливаемый транзистором Q₂, будет приводить к снижению выходного напряжения V_OUT, вследствие чего напряжение на эмиттере Q₁ будет уменьшаться, еще больше открывая транзистор. Процесс будет продолжаться до тех пор, пока Q₁ не войдет в насыщение. Предполагается, что положительная обратная связь через резистор R₃ больше, чем отрицательная, обусловленная током эмиттера Q₁.

Рисунок 1.	Триггер Шмитта на двух транзисторах.

В этом и последующих уравнениях V_BE и V_CE с соответствующими индексами обозначают напряжения база-эмиттер и коллектор-эмиттер транзисторов Q₁ и Q₂.

(1)

Последнее иллюстрируется неравенством (2), которое должно выполняться, по крайней мере, с двукратным запасом. (В этой формуле β₁ и β₂ обозначают коэффициенты усиления токов транзисторов Q₁ и Q₂, соответственно, а R_S – сопротивление источника сигнала V_IN). Чем строже неравенство, тем большей будет величина гистерезиса.

(2)

(3)

(4)

(5)

(6)

Решая неравенство (2), можно, в соответствии с выражениями (3) и (4), определить границы допустимых значений сопротивления нагрузки R_L и входного сопротивления R_IN (в нашей схеме оно обозначено как R₁). Кроме того, из (4) и (5) определяем граничное значение R₃, которое должно быть, по крайней мере, в β₂ раз больше, чем R_L, чтобы сопротивление R_IN было положительным. Типичное значение R₃ не превысит половины от этой величины. Очевидно, что это будет справедливо, если коэффициент усиления Q₂ велик. Выбрав R₃ и V_IN(ON), можно по формуле (6) рассчитать R₂.

В состоянии «включено» напряжение V_OUT приблизительно описывается выражением (7), где оно обозначено как V_OUT(ON). Поскольку основной член выражения зависит от усиления Q₂, измеренное напряжение обычно несколько отличается, но в типичном случае не выходит за пределы диапазона 2…3 В.

Рисунок 2.	Версия с активным высоким уровнем.

Ток, протекающий через R_IN, увеличивает падение напряжения V_R2 на резисторе R₂ (уравнение 9), и если сопротивление R₁ слишком мало, этот ток станет чрезмерно большим. (В предельном случае, если R_IN равно 0, напряжение V_OUT будет повторять V_IN). При снижении входного напряжения V_IN выход останется включенным до тех пор, пока Q₁ не выйдет из насыщения. В этот момент положительная обратная связь выключит как Q₁, так и Q₂. Напряжение V_IN(OFF), при котором этом произойдет, можно найти с помощью выражения (8). В связи с тем, что, скорее всего, вы захотите выбирать сопротивление R₂, минимальным, чтобы минимизировать выходное напряжение низкого уровня, уровень V_IN(OFF) будет зависеть от сопротивления резистора R₁, но, опять же, значение V_IN(OFF) зависит от коэффициентов усиления β транзисторов Q₁ и Q₂. 

(7)

(8)

(9)

где

и

Это неточное определение точки выключения является одним из недостатков предлагаемой схемы. Однако для множества приложений высокая точность и не требуется. Как правило, сопротивления R₂ и R₃ вы будете выбирать минимально допустимыми с точки зрения возможности практической реализации схемы, не забывая про ток покоя, протекающий через R_L. Сопротивление R₁ может быть настолько большим, насколько это необходимо, но с учетом как ограничения, задаваемого уравнением (4), так и желаемого уровня V_IN(OFF). Еще одним существенным недостатком можно считать относительно высокое напряжение на открытом транзисторе Q₂, что при токах, превышающих несколько ампер, делает использование схемы непрактичным. Все вышесказанное делает нишей целесообразного использования схемы устройства с более высокими напряжениями и токами, чем это возможно реализовать на большинстве интегральных схем.

Рисунок 3.	Дополнения для практической реализации.

На Рисунке 3 изображена схема из Рисунка 1, в которую добавлены три дополнительных компонента, сделавших ее пригодной для множества практических приложений. Диод D₁ защищает переход база-эмиттер транзистора Q₁ от пробоя в том случае, если в выключенном состоянии напряжение не эмиттере превысит 6…7 В. D₂ уменьшает вклад R₃ в выходное напряжение открытой схемы. D₂ особенно необходим в случае, если R₃ вы сделаете равным или меньшим R₂. R₄ способствует более уверенному закрыванию транзистора Q₂ и предохраняет его от включения током утечки Q₁.

В качестве Q₂ можно использовать транзистор Дарлингтона. (Аналогичная замена транзистора Q₁ существенного выигрыша не даст). Кроме того, любой из транзисторов, или оба можно заменить на MOSFET, соответствующим образом изменив расчетные уравнения.