Журнал РАДИОЛОЦМАН, сентябрь 2016
Arturo Rivera
EDN
Эта схема позволяет «исправить» экспоненциальные фронты, присущие сигналам стандартных релаксационных RC-генераторов, и получить треугольные импульсы с линейным нарастанием и спадом напряжения. Для увеличения скорости заряда в каждом полуцикле и линеаризации кривой в схеме используется положительная обратная связь.
Генератор состоит из триггера Шмитта на компараторе U1 и неинвертирующего сумматора U2. Принцип работы схемы точно такой же, как у релаксационного генератора: переключение выхода компаратора, когда напряжение на конденсаторе достигает порога гистерезиса. Напряжение гистерезиса VH определяется сопротивлениями резисторов R1 и R2 в цепи обратной связи компаратора.
От ширины зоны гистерезиса зависит амплитуда треугольных импульсов на конденсаторе C1.
Амплитуду прямоугольных импульсов на выходе компаратора определяет внутренняя конструкция выходного каскада U1. Чтобы треугольная форма импульсов не вернулась к виду, определяемому разрядом RC цепи, перед сумматором сигнал ослабляется аттенюатором R3, R4.
Для того чтобы напряжение V(D) было линейным, сопротивления резисторов R3 и R4, которые в сумме представляют основную нагрузку компаратора, должны быть в несколько раз меньше сопротивлений окружающих их резисторов. Использованное низкое значение (в данной схеме – 1 кОм) соответствует допустимой нагрузке U1, хотя все величины сопротивлений можно пропорционально изменить в сторону увеличения.
U2 суммирует напряжение V(D) и напряжение на конденсаторе V(C) и умножает результат на два, в соответствии с коэффициентом усиления, заданным резисторами R7 и R8. Выходным напряжением сумматора через резистор R9 заряжается конденсатор C1. При V(D) = ±½V(U1OUT) напряжение на конденсаторе будет описываться линейно нарастающими и спадающими функциями, чередование которых образует треугольные импульсы.
Резисторы R5 и R6 на входе сумматора делят оба напряжения на два. Согласно критерию Баркхаузена, для возникновения генерации коэффициент усиления должен равняться единице, поэтому сумматор должен восстановить эту потерю:
если R5 = R6, то
если R5 = R6 и R7 = R8, то
Процесс на входах сумматора можно описать двумя функциями времени. Одной на интервале от T0 до T1, где значения V(D) положительны: V(C)T0 = –VH и V(C)T1 = +VH; другой – на участке между T1 и T2, где процесс переворачивается из-за отрицательного значения V(D): V(C)T2 = –VH. В связи с тем, что постоянное смещение здесь отсутствует, каждый интеграл должен равняться нулю.
Уравнение решается в общей форме, где начальное значение V(C) равно нулю, а V(D) меняет знак с положительного на отрицательный. Решением для V(C) будет линейная функция V(D) и времени. Полярность напряжения V(D) меняется всякий раз, когда оно достигает значений ±VH. При увеличении V(D) частота также увеличивается.
| C1 | Частота |
| 10 мкФ | 10-50 Гц |
| 1 мкФ | 100-500 Гц |
| 0.1 мкФ | 1-5 кГц |
| 0.01 мкФ | 10-50 кГц |
Рабочая частота схемы ограничивается скоростью нарастания ОУ. Поскольку напряжение на выходе компаратора должно сохранять прямоугольную форму, необходимо оценить частоту, максимально допустимую для конкретного ОУ, используя следующую формулу, в которой
S – скорость нарастания выходного напряжения,
10 – коэффициент запаса,
fMAX – максимальная частота.
например,
На этой максимальной частоте величина выходного тока ОУ, текущего через R9 и C1, не должна превышать допустимого значения. При необходимости рассчитайте импеданс RC-цепи и величину C1. Для используемого в нашем примере ОУ он должен быть не меньше 2 кОм: R9 = 1 кОм, XC = 1 кОм.
Частота выходного сигнала равна
Регулировка коэффициента заполнения выполняется добавлением к V(D) постоянной компоненты через резистор R4. Практически пригодный диапазон регулировки находится в пределах примерно от 10% до 90%. Коэффициент заполнения D рассчитывается по формуле
где VADJ – постоянное напряжение, добавляемое к V(D) через резистор R4.
