Обратный АЦП двойного интегрирования расширяет динамический диапазон измерений

Maxim MAX4053A

Журнал РАДИОЛОЦМАН, январь 2018

Stephen Woodward

EDN

На протяжении, по меньшей мере, четырех десятилетий АЦП двойного интегрирования служат основой большинства цифровых мультиметров и многих промышленных и измерительных приложений. Элегантный в своей простоте DSADC (dual-slope ADC – АЦП двойного интегрирования), содержащий аналоговый интегратор, соединенный с компаратором и логикой управления, накапливает (интегрирует) входной сигнал VIN в течение фиксированного интервала времени T1 (первое интегрирование), после чего вход интегратора подключается к источнику отрицательного опорного напряжения VREF, чтобы вернуть подынтегральную функцию обратно к нулю (второе интегрирование) и измерить необходимое для этого время T2. Таким образом, входное напряжение равно

  (1)

Идея этой статьи переворачивает знакомый алгоритм. Простая перемена порядка интегрирования сигнала и опорного напряжения дает то, что я называю RDSADC (reciprocal dual-slope integrating ADC – обратный АЦП двойного интегрирования).

Здесь VREF интегрируется в течение фиксированного интервала времени T1. Затем вход интегратора подключается к –VIN, и измеряется время T2, необходимое для того, чтобы напряжение вернулось к нулю. Таким образом

  (2)

Сравнивая два очень похожих выражения, вы можете задать законный вопрос: «Ну и что?». А вот, что.

Результат преобразования в выражении (2) обратно пропорционален времени измерения T2, а значит, и 1/VIN, а дифференцирование показывает, что скорость изменения не линейна, а обратно пропорциональна квадрату измеренного значения, то есть

  (3)

За счет такого измерения с нелинейным преобразованием поддерживается высокое разрешение при малых амплитудах входных сигналов, не требуя автоматического переключения масштабного коэффициента VIN. Практическая реализация схемы RDSADC показана на Рисунке 1. Она преобразует входной 10-битный сигнал от 1 мВ до 1 В, сохраняя 10-битное разрешение на обеих границах диапазона: 1 мВ при VIN = 1 В, и 1 мкВ при VIN = 1 мВ. Это эквивалентно 20-битному динамическому диапазону 1,000,000:1, при том, что разрешение счетчика, используемого для измерения T2, составляет 15 бит. Иными словами, с помощью 15-разрядного счетчика достигается 20-битный динамический диапазон при времени преобразования в 32 раза меньшем, чем для аналогичного DSADC. В действительности, VIN может немного заходить в отрицательную область и, с некоторой потерей разрешения, достигать 5 В.

Обратный АЦП двойного интегрирования расширяет динамический диапазон измерений
Рисунок 1. Для получения большого динамического диапазона RDSADC
меняет обычный порядок интегрирования.

Вот как это работает.

Цикл RDSADC начинается с подключения опорного напряжения VREF к входу «+» интегратора A2 (вывод 3) ключом S1 через делитель напряжения R4/(R3 + R4) и интегрирования в течение интервала T1, которое заканчивается, когда V2 достигает VREF, и выход компаратора A1 переключается в низкое состояние (Рисунок 2).

Обратный АЦП двойного интегрирования расширяет динамический диапазон измерений
Рисунок 2. Временные диаграммы RDSADC:
T1: 1 мс (интегрирование VREF)
T2: 1…32 мс (интегрирование VIN)
Частота отсчетов: 1 МГц
Частота выборки: 30…500 Гц

После этого S1 дает возможность напряжению на входе «+» A2 опуститься почти до земли (подробнее об этом чуть позже), а S2 через резистор R1 подключает вход «–» A2 почти к уровню VIN. Затем V2 опускается вниз со скоростью, почти пропорциональной VIN, определяющей интервал счета T2. С достижением уровнем V2 нижнего порога компаратора A1 импульс T2 обрывается, завершая очередной цикл аналого-цифрового преобразования, и начиная новый. Так повторяется до бесконечности.

По поводу этих «почти». Внимательные читатели заметили, что на отрезке времени T2, когда ключ S1 отсоединяет VREF от входа «+» A1, резистором R5 создается положительное смещение 42 мВ. Это смещение необходимо для того, чтобы, несмотря на использование однополярного питания, поддерживать работоспособность выхода A2 до конца спада напряжения в течение всего интервала T2.

Кроме того, в течение времени T2 резистор R2 формирует эффективное смещение 32 мВ1), гарантирующее, что время T2 останется конечным (не более 32 мс), даже тогда, когда VIN приближается к нулю. Таким образом,

  (4)

Эта идеализированная арифметика не учитывает реальные входные смещения A1 и A2, точность опорного источника VREF и отклонения сопротивлений резисторов, однако все погрешности легко могут быть компенсированы программно с помощью простой двухточечной калибровки напряжений полной шкалы и нуля.


1) 32 мВ получаются из напряжения 50 мВ, формируемого делителем R1-R2 опорного напряжения VREF, равного 2.5 В, которое добавляет ток смещения 1.6 мкА (32 мВ/20 кОм) к входному току VIN/20 кОм, минус «вспомогательное» смещение, создаваемое делителем R3-R5 (18 мВ). Следовательно, 50 мВ – 18 мВ = 32 мВ.

Материалы по теме

  1. Datasheet Maxim Integrated MAX4053A
  2. Datasheet Texas Instruments TLC27M2

Перевод: AlexAAN по заказу РадиоЛоцман

На английском языке: Inverted dual-slope ADC boosts dynamic range

Для комментирования материалов с сайта и получения полного доступа к нашему форуму Вам необходимо зарегистрироваться.
Имя