Использование схем сдвига уровня позволяет ШИМ-контроллеру управлять напряжением выше, чем его собственное напряжение питания.
Наиболее часто используемым импульсным стабилизатором является понижающий преобразователь напряжения, который эффективно преобразует высокое напряжение в низкое напряжение. На рис. 1 показана типичная схема понижающего преобразователя напряжения, в которой для затвора N-канального MOSFET-транзистора, Q1, требуется плавающее управляющее напряжение. Буфер сигнала с плавающим уровнем является частью ИС ШИМ (широтно-импульсная модуляция) контроллера. Транзистор Q1 может быть как с N- так и с P-каналом, в зависимости от особенностей изготовления контроллера. В любом случае, напряжение питания ИС должно быть не ниже входного напряжения, что накладывает серьезные ограничения на величину входного напряжения в данной схеме.
В схеме на рис. 2 используется простейший каскад сдвига уровня, который позволяет управлять проходным транзистором понижающего преобразователя при помощи микросхемы контроллера с низким напряжением питания. Поскольку схема сдвига уровня изолирует ИС ШИМ от источника высокого напряжения, то по такому принципу можно строить преобразователи с произвольно большим входным напряжением.
ИС ШИМ с драйверами нижнего плеча может управлять N-канальными MOSFET-транзисторами, поскольку они имеют положительное управляющее напряжение между истоком и затвором. В схеме на рис. 2 используется P-канальный транзистор, как MOSFET-транзистор верхнего плеча; и для него управляющее напряжение между истоком и затвором должно быть отрицательным. Поэтому, следует инвертировать выходной сигнал от ШИМ-контроллера. Конфигурация ключа из комплементарных MOSFET-транзисторов Q2 и Q3 будет работать при любом типе проходного транзистора, хотя можно использовать и инвертирующий драйвер.
Конденсатор C2 осуществляет сдвиг уровня. Его величина должна быть достаточно большой, чтобы удерживать заряд на частоте преобразования, но достаточно маленькой, чтобы, напряжение на нем следовало за изменениями входного напряжения. Через резистор R1 и P-канальный MOSFET-транзистор Q3 конденсатор C2 заряжается до напряжения
VC=VIN–VCC,
где VC - напряжение на C2, VIN – входное напряжение, и VCC напряжение питания комплементарной пары Q2 и Q3 и ИС ШИМ. Напряжение питания должно быть меньше, чем напряжение стабилизации стабилитрона D2. В противном случае, в те моменты, когда транзистор Q2 будет находиться в открытом состоянии, через стабилитрон D2 и конденсатор C2, что приведет к снижению КПД схемы. Стабилитрон D2 ограничивает напряжение на C2 до значения, получаемого из приведенной выше формулы. Когда транзистор Q3 открыт, стабилитрон D2 становится прямосмещенным, если напряжение пытается увеличиваться. Напряжение между истоком и затвором транзистора Q1 в этой схеме равно 0 В, когда открыт транзистор Q3, и –VCC, когда открыт транзистор Q2.
Резистор R1 гарантирует, что емкость затвор-исток транзистора Q1 будет разряжаться, что позволит транзистору Q1 оставаться в выключенном состоянии, когда на выходе буферного каскада присутствует высокое выходное напряжение. Стабилитрон D2 ограничивает напряжение между истоком и затвором транзистора Q1 на уровне 12 В, независимо от входного напряжения стабилизатора. Конденсатор C2 сглаживает пульсации напряжения на затворе транзистора Q1, поэтому параметры схемы управления затвором будут такие же, как и параметры самой схемы комплементарного ключа. Поэтому, схема сдвига уровня не налагает никаких ограничений на используемый MOSFET-транзистор.
На рис. 3 изображена практическая схема понижающего преобразователь напряжения, использующего рассмотренный принцип управления проходным транзистором. Входное напряжение преобразователя может находиться в диапазоне от 18 В до 45 В, при выходном напряжении 12 В и максимальном токе нагрузки 1,5 А. В преобразователе использована микросхема LM5020-1 прямо- и обратноходового ШИМ-контроллера компании National Semiconductor.
На рассматриваемой схеме имеются все те же компоненты, что и на предыдущих схемах, но добавлены еще некоторые функции, такие как: фильтрация входного напряжения конденсатором C9; ограничение бросков входного напряжения резисторами R2 и R7; обеспечение мягкого запуска с помощь конденсатора C3; возможность регулировки частоты преобразования резистором R3 (для частоты 500 кГц его значение будет составлять 12.7 кΩ); компенсация обратной связи конденсаторами C7, C8, и резистором R6; и подстройка значения выходного напряжения резисторами R9 и R10.
Микросхема LM5020-1 предназначена для работы в режиме токового управления, но, в этой схеме, работает в режиме управления напряжения. Внутренний источник образцового тока с пиковым значением 50 А, который компенсирует нелинейность токового сигнала, используется для генератора пилообразного напряжения. Этот ток, протекая через резистор R4, сопротивлением 5.11 кΩ и внутренний резистор сопротивлением 2 кΩ, служит для генерации пилообразного сигнала, с напряжением от пика до пика (50 ´А×2 кΩ+5.11 кΩ)≈300 мV на выходе CS (вывод 8). На выводе COMP, (вывод 3), этот пилообразный сигнал сравнивается с выходным напряжением ошибки с вывода COMP, в результате чего генерируется сигнал с необходимой шириной импульса для управления проходным транзистором Q1.
На рис. 4 показаны эпюры напряжений для рассматриваемой схемы. Канал 1 осциллографа (верхний график) показывает управляющий сигнал, который генерирует микросхема LM5020-1. Канал 2 (средний график) показывает соответствующее напряжение на выходе двухтактного буферного каскада. Канал 3 (нижний график) сдвинутое по уровню выходное напряжение двухтактного каскада, приложенное между затвором и истоком транзистора Q1. Пиковое значение напряжения исток-сток транзистора Q1 равно входному напряжению, и его амплитуда на 8 В превышает, значение управляющего сигнала, который выдает микросхема LM5020-1. Все сигналы чистые и имеют малое время нарастания и спада. КПД данной схемы составляет 86% и 83% при входном напряжении 18 В и 45 В, соответственно.
Купить LM5020 на РадиоЛоцман.Цены
