Журнал РАДИОЛОЦМАН, август 2019
Преобразование сигнала NRZ (без возврата к нулю) с ограниченной полосой в цифровой формат, пригодный для обработки микропроцессором и другими цифровыми системами, связано с проблемами, если изменяется коэффициент заполнения сигнала или его амплитуда, или если средний уровень сигнала непредсказуемо отклоняется в пределах определенного диапазона постоянных напряжений. Передача сигнала через компаратор с фиксированными порогами и использованием связи по переменному току дает плохие результаты, поскольку изменения коэффициента заполнения вызывают вариации среднего уровня сигнала, что, в свою очередь, приводит к дрожанию или искажению временнóго положения выходного сигнала.
 |
||
| Рисунок 1. | Эта схема отслеживает отклонения огибающей сигнала NRZ и восстанавливает его исходную форму. |
|
Схема отслеживания огибающей, основанная на диодах и RC-цепочках, формирует напряжение, значение которого находится внутри границ изменения входного сигнала [1]. Используя середину этого напряжения в качестве опорного уровня, компаратор формирует цифровой выходной сигнал, который точно воспроизводит временные характеристики исходного сигнала. Хотя с относительно большими сигналами диодная схема работает сравнительно эффективно, в случаях, когда уровни входных сигналов малы относительно прямого падения напряжения на диоде, или когда средний уровень входного сигнала смещается к напряжению одной из шин питания схемы, она может вносить ошибки или даже работать совершенно неправильно.
Не требующая диодов схема с одним источником питания, изображенная на Рисунке 1, восстанавливает ограниченный по полосе поток данных NRZ, коэффициент заполнения которого может меняться от значения менее 5% до более чем 95%, и амплитуда которого может меняться от уровня ниже 100 мВ до напряжения шины питания, например, до 5 В. Более того, схема нечувствительна к среднему уровню сигнала, изменяющемуся между двумя шинами питания. Схема состоит из тройного аналогового ключа IC1, сдвоенного компаратора IC2 и нескольких пассивных компонентов.
Схема, работающая как самосинхронизирующееся устройство отслеживания огибающей, выбирает верхние и нижние уровни входного сигнала VU и VL и формирует на конденсаторах C3 и C4 соответствующие уровни постоянного напряжения VUC и VLC. Два одинаковых резистора R4 и R5, включенных между конденсаторами C3 и C4, создают третье напряжение VMID, эквивалентное среднему уровню входного напряжения VM. Конденсатор C2 сглаживает и фильтрует напряжение VMID, которое служит опорным потенциалом для компаратора IC2B. R2, R3 и C1 обеспечивают временной гистерезис, гарантирующий чистое переключение VOUT даже для относительно небольших входных сигналов.
Чтобы понять, как работает схема, представим, что все конденсаторы C4, C2 и C3 разряжены, так что все напряжения VLC, VMID и VUC равны 0 В. Поскольку входной сигнал VIN больше, чем VMID, и чем потенциал инвертирующего входа IC2A, высокие уровни на выходах обоих компараторов устанавливают три аналоговых ключа в положения, показанные на Рисунке 1. Теперь предположим, что напряжение VIN равно его положительной пиковой амплитуде VU. Теперь конденсатор C3 заряжается через резистор R1 и сопротивления трех открытых ключей. При условии, что емкость конденсатора C3 не слишком велика, VUC быстро достигает значения, примерно равного VU.
Когда напряжение VIN падает ниже VUC, выходной сигнала компаратора IC2A становится низким, изменяет состояние аналогового ключа IC1C и отключает C3 от VIN. Если не учитывать входные токи компаратора, и полагая, что токи утечки аналоговых ключей пренебрежимо малы, можно считать, что C3 теперь может разряжаться только через R4. Если сопротивление резистора R4 достаточно велико, относительно низкая скорость разряда позволит напряжению VUC в первом приближении оставаться равным VU.
Во время заряда C3 конденсатор C2 также заряжается через R4. В зависимости от номиналов C2 и R4, а также от длительности положительного перепада входного сигнала, напряжение VMID может превышать нижний уровень входного сигнала VL. Если VMID превышает VL, при приближении VIN к VL компаратор IC2B переключается, и результирующий низкий уровень на VOUT изменяет состояния как IC1A, так и IC1B. Конденсатор C4 теперь подключается к VIN через R1 и сопротивления открытых ключей и быстро заряжается до уровня, при котором VLC приблизительно равен VL.
В зависимости от номиналов компонентов и временных соотношений входных сигналов, может пройти несколько циклов, прежде чем уровни напряжений схемы стабилизируются на своих стационарных значениях, при которых VUC ≈ VU, VLC ≈ VL и VMID ≈ VM. Тем не менее, тщательный подбор компонентов гарантирует, что схема быстро достигает равновесия. Для правильной работы компаратора в случаях, когда VIN оказывается ниже VU или выше VL, необходимо, чтобы между VIN и инвертирующим входом IC2A резистор R1 обеспечивал минимальное значение сопротивления от 100 Ом до 1 кОм. Более высокие значения увеличивают время заряда C4 и C3. Во многих конструкциях сумма сопротивлений открытых ключей IC1B и IC1C может позволить исключить R1.
Использование IC1B, IC1C и IC2A гарантирует, что C3 может заряжаться, когда напряжение VIN близко или равно VU, и что C4 может заряжаться только тогда, когда VIN близко или равно VL. Без аналоговых ключей IC1B, IC1C и IC2A, то есть при входном сигнале VIN, напрямую подключенном к R1, C3 будет разряжаться на спаде VIN между VU и VM и, следовательно, будет шунтировать VUC на землю. Аналогично, C4 будет продолжать заряжаться во время нарастания VIN между VU и VM и, таким образом, будет смещать уровень VLC вверх. Хотя уровень VMID может примерно равняться VM, такая минимальная конфигурация работает относительно плохо, особенно для небольших сигналов и при экстремальных коэффициентах заполнения.
При использовании компонентов, показанных на Рисунке 1, схема демонстрирует хорошие результаты при частотах входного сигнала от 5 до 50 кГц. Частоты ниже 5 кГц могут потребовать конденсаторов большей емкости, а для работы на частотах выше 50 кГц может потребоваться уменьшение номиналов конденсаторов и выбор компаратора с минимальным временем отклика. Если компоненты выбраны правильно, схема хорошо работает при скоростях передачи до 128 кбит/с или выше.
Время реакции схемы на внезапное изменение амплитуды или среднего уровня входного сигнала определяют номиналы R5, R4, C2, а также, но в меньшей степени, сопротивления открытых аналоговых ключей и номиналы элементов R1, C4, C3. Сделав емкость C2 примерно в 10 раз меньше емкости конденсаторов C4 и C3, можно обеспечить высокую скорость «нарастания», однако слишком маленькая емкость может привести к чрезмерным пульсациям и шумам в точке VMID. Для надежной работы схемы в качестве R4 и R5 выбирайте резисторы с одинаковыми сопротивлениями от 100 кОм до 1 МОм и малыми допусками. Если используются высокоомные резисторы R4 и R5, необходимо выбрать компаратор IC2 с низкими токами смещения. Для обработки сигналов, уровни которых могут быть близки к напряжению положительной шины питания, нулевой шины, или к напряжениям обеих шин, необходимо в качестве IC2 использовать rail-to-rail компаратор. Между выводами питания и земли каждой микросхемы включите низкоимпедансные керамические блокировочные конденсаторы.
 |
||
| Рисунок 2. | Нижняя осциллограмма показывает отклик схемы отслеживания огибающей на ограниченный по полосе входной сигнал с низким коэффициентом заполнения и низкой амплитудой. Горизонтальная линия в верхней части экранасоответствует напряжению восстановленного среднего уровня сигнала – VMID. |
|
Обратите внимание, что при отсутствии входного сигнала, то есть, когда на VIN подан уровень постоянного напряжения, выходной сигнал VOUT может содержать случайные импульсы, вызванные шумами и попытками компараторов поддерживать VMID, равным среднему уровню напряжения VIN. Для удаления этих импульсов исключите из схемы конденсатор C1, чтобы временный гистерезис заменить «нормальным», но убедитесь, что уровни гистерезиса, которые устанавливаются резисторами R2 и R3, не чрезмерно велики относительно минимальной амплитуды входного сигнала.
 |
||
| Рисунок 3. | Две нижние осциллограммы показывают выходной сигнал схемы отслеживания огибающей, восстановленный из сигнала индуктивно-связанного приемопередатчика данных. |
|
На Рисунке 2 показан отклик схемы на ограниченный по полосе входной сигнал с коэффициентом заполнения 5% и амплитудой 75 мВ. Горизонтальная линия VMID аккуратно делит осциллограмму пополам. Нижняя кривая показывает восстановленный сигнал на VOUT. На Рисунке 3 схема обрабатывает реальный выходной сигнал индуктивно-связанного приемопередатчика (верхняя осциллограмма) амплитудой приблизительно 200 мВ пик-пик. Опять же, нижняя кривая представляет восстановленный сигнал на VOUT.
Ссылки
- Whipple, Roger C, "Envelope tracker quells jitter", EDN, July 7, 1994, pg 102.
Купить 74HC4053 на РадиоЛоцман.Цены
