Компенсация ошибок повышает точность источника втекающего тока

Точность источника втекающего тока можно повысить, по крайней мере, на два порядка, если добавить к нему два стандартных резистора с допусками 1%. В качестве бонуса также будут компенсированы ошибки, которые вносит базовый ток проходного транзистора с низким коэффициентом усиления по току. Чтобы сделать это, надо измерить базовый ток транзистора и добавить пропорционально масштабированную составляющую ошибки к опорному напряжению. При проектировании источника втекающего тока в качестве проходного транзистора можно использовать MOSFET из-за его почти бесконечного усиления по мощности и низкого тока затвора. Однако мощные MOSFET имеют большие входные и выходные емкости, которые уменьшают высокочастотный выходной импеданс источника тока.

В качестве альтернативы мощный биполярный транзистор с низким коэффициентом передачи тока имеет гораздо меньшую выходную емкость, чем MOSFET сопоставимой мощности. На Рисунке 1 показана конструкция источника втекающего тока на биполярном транзисторе, серьезным недостатком, которого, к сожалению, является систематическая ошибка, обусловленная протеканием базового тока транзистора Q₁ через токоизмерительный резистор R₁. Базовый ток изменяется с изменениями коллекторного тока и коэффициента передачи тока транзистора Q₁, которые, в свою очередь, зависят от производственного разброса параметров транзистора, температуры перехода и напряжения коллектор-эмиттер.

Рисунок 1.	Выходной ток этого типичного быстродействующего источника втекающего тока на основе биполярного транзистора содержит ошибку, вызванную током базы. Его нормальный выходной ток IOUT = (VREF/R1) – IB.

Для увеличения коэффициента усиления по току и уменьшения ошибки на выходе можно использовать транзисторы Дарлингтона, но очень немногие из них обладают хорошими высокочастотными параметрами. Мощные супербета транзисторы встречаются редко, они существенно дороже и обычно имеют более низкие частоты единичного усиления. Одним словом, несмотря на то, что биполярный транзистор имеет более высокий выходной импеданс на высоких частотах, погрешность, связанная с его базовым током, делает биполярный транзистор плохим выбором для высокоточного источника втекающего тока. Ошибки, вносимые током базы, могли бы быть компенсированы путем измерения коллекторного тока выходного транзистора и введением поправочного коэффициента, но такой подход усложняет схему и снижает выходное сопротивление источника.

Лучший подход реализован в схеме, показанной на Рисунке 2, в которую для измерения базового тока транзистора Q₁ по падению напряжения на резисторе R₂ добавлены дифференциальный усилитель IC₂ и резисторы R₆ - R₉. Резисторы R₄ и R₅ масштабируют и суммируют напряжение ошибки и опорное напряжение, подаваемые на дифференциальный усилитель IC₁. Поскольку инвертирующий вход IC₁ подключен к верхнему выводу токоизмерительного резистора R₁, а не к земле, опорное напряжение V_REF определяет напряжение ошибки, подаваемое на Q₁, сохраняя масштабирование выходного сигнала и позволяя вычислять выходной ток как V_REF/R₁. В результате величина стабилизированного напряжения на резисторе R₁ определяется суммой требуемого выходного тока и тока базы транзистора. Благодаря тому, что транзистор по своей природе «вычитает» собственный базовый ток, его коллекторный ток и, следовательно, выходной ток не имеют ошибки, создаваемой базовым током.

Рисунок 2	Добавление компенсации ошибки, вносимой базовым током, улучшает характеристики схемы. При использовании хорошо согласованных резисторов формула для выходного тока упрощается до IOUT = (VREF/R1).

Используя комбинацию из двух усилителей IC₁ и IC₂, можно упростить схему и сохранить функцию компенсации ошибки, но того же результата можно добиться, просто добавив к схеме на Рисунке 1 два резистора. Окончательная схема показана на Рисунке 3. Чтобы понять принцип ее работы, будем считать схему регулятором напряжения, поддерживающим напряжение, равное V_REF, на резисторе R₁. Обратите внимание, что если закоротить базовый резистор R₂, любая синфазная ошибка, вносимая резисторами R₅ и R₆, будет компенсирована и, таким образом, не будет влиять на напряжение базы транзистора Q₁. Если подать падение напряжения обратно на вход IC₁ через резисторы R₅ и R₄, то напряжение, падающее на резисторе R₂ и соответствующее величине базового тока Q₁, увеличит стабилизируемое на R₁ напряжение в соотношении R₅/R₄. Если отношение R₅/R₄ сделать равным отношению R₂/R₁, напряжение на резисторе R₁ будет включать составляющую ошибки, которая эффективно компенсирует базовый ток. Если R₃ = R₄ и R₅ = R₆, выходной ток I_OUT будет описываться следующей формулой:

Поскольку ток базы I_B входит в выражение дважды с противоположными знаками и взаимно сокращается, формула упрощается:

Для оптимизации характеристик схемы используйте следующие соотношения сопротивлений резисторов:

Использование в схеме на Рисунке 3 стандартных резисторов с допуском 1% уменьшает ошибку, вносимую током базы транзистора Q₁, примерно до одной сотой от ее некомпенсированного уровня. Без компенсации низкий коэффициент передачи тока мощного транзистора Q₁ с типичным значением 25 внес бы ошибку полной шкалы тока в 4%. Схема уменьшает ошибку до 0.04% и увеличивает коэффициент передачи тока транзистора Q₁ до эффективного значения 2500. Идеальное согласование позволило бы снизить ошибку базового тока до практически неизмеримой величины. Обратите внимание, что диапазон входных синфазных напряжений микросхемы IC₁ должен включать напряжение отрицательной шины питания. Равенство сопротивлений резисторов на обоих входах IC₁ уравновешивает входные токи смещения операционного усилителя. Минимальное значение напряжения питания зависит от допустимой нагрузки по току усилителя IC₁ и от суммы наихудших падений напряжения на переходе база-эмиттер Q₁, а также на резисторах R₁ и R₂. Максимальный выходной ток схемы зависит от минимального коэффициента передачи тока транзистора Q₁ для случая его наиболее пессимистической оценки, умноженного на минимальный выходной ток IC₁, опять же, для наихудшего случая.

Рисунок 3.	Можно еще больше упростить конструкцию источника втекающего тока, добавив к схеме Рисунок 1 лишь два резистора R5 и R6. Формула выходного тока остается такой же, как для схемы Рисунок 2: IOUT = (VREF/R1).

Для обеспечения стабильной работы в качестве IC₁ следует использовать операционный усилитель, устойчивый при единичном усилении. Когда схема работает в пределах номинального диапазона токов, операционный усилитель, время отклика которого значительно больше, чем у транзистора Q₁, обычно не нуждается в установке компенсирующего конденсатора C_COMP. Однако небольшой конденсатор емкостью в несколько десятков пикофарад гарантирует устойчивость при любых условиях – например, когда выходной ток схемы и напряжение обратной связи на резисторе R₁ приближаются к нулю.

Схема на Рисунке 3 будет работать так же хорошо, если в качестве Q₁ использовать транзистор Дарлингтона, поскольку его более высокое усиление по току дополнительно улучшает работу схемы. При использовании двух дискретных биполярных транзисторов можно улучшить время выключения составного транзистора Дарлингтона, подключив резистор R_SPEEDUP между базой и эмиттером выходного транзистора, чтобы удалить его избыточный базовый заряд (Рисунок 4).

Рисунок 4.	Добавление резистора RSPEEDUP улучшает характеристики двухтранзисторного выходного каскада Дарлингтона.

Источник опорного напряжения может быть как фиксированным, так регулируемым, но для минимизации ошибки выходное сопротивление опорного источника должно быть достаточно низким, чтобы принимать ток обратной связи от резистора R₄.

Можно также пропорционально увеличить номиналы резисторов R₃ - R₆, чтобы снизить величину тока, потребляемого опорным источником. Удивительно, чего можно добиться, добавив всего два резистора в и без того простую схему.

Материалы по теме

1. Datasheet Comset 2N3020