Линеаризованный портативный анемометр с термостатированной парой Дарлингтона

Этот самоподогревающийся анемометр с постоянной разностью температур дешев, надежен и чувствителен. Его работа основана на соотношении между скоростью воздушного потока (A_F) и тепловым сопротивлением (Z_T = °C/Вт) нагретого датчика потока воздуха, показанном в приведенной ниже формуле для транзистора 2N4401 в корпусе TO-92: 

где:

Z_T – тепловое сопротивление датчика (°C/Вт),
Z_J – тепловое сопротивление кристалл-корпус (44 °C/Вт),
S_C – тепловая проводимость корпус - окружающая среда в спокойном воздухе (6.4 мВт/°C),
K_T – постоянная термодиффузии (0.75 мВт/°C√fpm),
A_F – скорость воздушного потока в футах в минуту (fpm).

Если разность температур перехода транзистора и окружающего воздуха поддерживать на постоянном уровне (например, ΔT = 31 °C), необходимая для этого мощность будет зависеть от скорости потока воздуха P = 31/Z_T, как показано на Рисунке 1. Обратите внимание на раздражающую нелинейность.

Рисунок 1.	Зависимость мощности, рассеиваемой транзистором в корпусе TO-92, от воздушного потока, при поддержании температуры корпуса на 31 °C выше температуры окружающей среды (PW = 31/ZT).

На Рисунке 2 показана практическая схема портативного термостата для поддержания этой разности температур ΔT, в котором пара Дарлингтона (транзисторы Q₁ и Q₂) используется для компенсации температуры окружающей среды и преобразования нелинейной зависимости рассеиваемой мощности P_W от воздушного потока в линеаризованные показания анемометра.

Рисунок 2.	Схема портативного линеаризованного анемометра с парой Дарлингтона.

Вот как это работает.

Транзистор Q₁ служит самоподогревающимся датчиком, моделирующим формулу на Рисунке 1, а Q₂ обеспечивает компенсацию температуры окружающей среды. Операционный усилитель A₂ замыкает петлю обратной связи, которая, регулируя разность напряжений база-эмиттер транзисторов Q₁ и Q₂ (и, следовательно, разность температур между Q₁ и окружающей средой) поддерживает постоянное значение 31 °C. Он делает это (с помощью большого усиления по току пары Дарлингтона), заставляя ток I транзистора Q₁, проходящий через резистор R₃, управлять мощностью P_W, рассеиваемой транзистором Q₁, чтобы отслеживать кривую зависимости тепловыделения от потока воздуха на Рисунке 1. Результирующее напряжение (I·R₃), падающее на резисторе R₃, является основой для измерения скорости воздушного потока.

Пока все в порядке. Но как происходит компенсация нелинейности в схеме на Рисунке 1?

Оказывается, зависимость мощности P_W от тока I коллектора транзистора Q₁ также нелинейна. На самом деле:

Этот квадратичный член I₂ очень полезен. Он отвечает за красивую кривую, показанную на Рисунке 3.

Рисунок 3..	Зависимость мощности, выделяемой на транзисторе Q1,  от тока коллектора.

Кривизна 2-го порядка на Рисунке 3 – это то, что компенсирует изгиб зависимости на Рисунке 1. Хотя совпадение не идеальное, после инвертирования, смещения и масштабирования с помощью операционного усилителя A₁ полученный выходной сигнал представляет собой откалиброванное значение скорости воздуха (1 В = 100 fpm), которое в диапазоне скоростей от 0 до 250 fpm отличается от идеального менее чем на ±5%, как показано на Рисунке 4.

Рисунок 4..	Зависимость выходного напряжения анемометра от фактической скорости воздушного потока.

Полученная в результате чувствительность к относительно медленному потоку воздуха идеально подходит для измерения распределения воздуха, нагнетаемого вентиляторами охлаждения, отслеживания инфильтрации воздуха в системах HVAC и многих других подобных приложений, где достаточны достигнутые значения точности и диапазона измерений.

Благодаря постоянной времени принудительного нагрева транзистора Q₁, составляющей порядка трех секунд, анемометр имеет хороший динамический отклик на изменения воздушного потока. Кроме того, долговечность твердотельных датчиков выше, чем у нежных датчиков с проволочным нагревательным элементом.

Заслуживающей упоминания деталью на Рисунке 2 является транзистор Q₃, который я добавил, чтобы исключить возможность «залипания» петли обратной связи усилителя A₂, когда вследствие переходного процесса или другой неприятности падение напряжения на резисторе R₃ превысит 2.5 В. Это потенциально плохая вещь, поскольку кривая зависимости P_W от I вышла бы «за пределы» и инвертировала член обратной связи, определяющий зависимость I от P_W, с отрицательного на положительный, в результате чего выход усилителя A₂ защелкнулся бы при насыщенной паре Дарлингтона и оставался в таком застрявшем состоянии до прекращения подачи питания.

При приближении насыщения транзистор Q₃ открывается и вынуждает усилитель A₂ ограничить напряжение, управляющее парой Дарлингтона, до безопасного уровня до тех пор, пока не закончится переходный процесс и не сможет восстановиться нормальное регулирование температуры.

Другой полезной деталью является перевернутый «вверх ногами» регулятор U₁, который не только обеспечивает необходимую стабилизацию напряжения шины 5 В, но также «расщепляет» входное питание и добавляет нестабилизированную, но все же полезную отрицательную шину для операционных усилителей. Этот простой, но удобный трюк описан в более ранней статье [1].

Ссылка

1. Stephen Woodward. Переверните регулятор отрицательного напряжения «вверх ногами», чтобы сделать биполярный источник питания

Материалы по теме

1. Datasheet Analog Devices LT1013
2. Datasheet Texas Instruments LM7905
3. Datasheet Magnatec 2N3906
4. Datasheet ON Semiconductor 2N4401