Практически во всех прецизионных преобразователях напряжения в частоту (ПНЧ) для обеспечения стабильности частоты используется обратная связь на основе зарядового насоса. Стабильность параметров этих схем определяется конденсатором. Результатом больших усилий, направленных на использование этого подхода, стали высокоэффективные преобразователи напряжение-частота [1]. Получение температурных коэффициентов ниже 100 ppm/°C требует особого внимания к компенсации температурного дрейфа емкости конденсатора. Хотя это можно сделать, но это усложняет схему. Остаточная поляризация диэлектрика конденсатора также вносит погрешности, ограничивающие линейность, обычно, на уровне до 0.01%.
На Рисунке 1 представлена схема с 5-вольтовым питанием, созданная на основе схемы [1] с питанием ±15 В, снижающая температурный коэффициент до 8 ppm/°C и обеспечивающая линейность 15 ppm за счет замены конденсатора кварцевым генератором.
 |
|
| Рисунок 1. | ПНЧ с 5-вольтовым питанием и кварцевой стабилизацией имеет линейность 0.0015 % и температурный коэффициент 8 ppm/°C при максимальной выходной частоте 10 кГц. Для поддержания нулевого напряжения в суммирующей точке Σ следящая система на основе интегратора A1 управляет коммутируемым источником тока через полевой транзистор, переключаемый D-триггером. Частота переключения напрямую зависит от входного напряжения. |
В схемах с обратной связью, поддерживаемой зарядовым насосом, обратная связь основана на соотношении Q = CV. В схеме с кварцевой стабилизацией обратная связь базируется на соотношении Q = IT, где I – ток стабильного источника, а T – интервал времени, задаваемый генератором. Конденсатор не задействован.
На Рисунке 2 показаны осциллограммы сигналов в схеме на Рисунке 1. При положительном входном напряжении выходное напряжение интегратора A1 изменяется в отрицательном направлении (осциллограмма A, Рисунок 2). Выходной сигнал Q1 триггера (осциллограмма B) изменяет состояние по первому положительному фронту тактовой частоты (осциллограмма C) после того, как выходное напряжение A1 пересечет порог переключения входа D1. На компараторе C1 собран кварцевый генератор. Выход Q1 триггера управляет коммутацией прецизионного источника втекающего тока, состоящего из микросхемы источника опорного напряжения LT1461 (A2), полевого транзистора и коммутатора LTC1043. Работа источника тока обеспечивается отрицательным напряжением смещения, получаемым от зарядового насоса, управляемого импульсами с выхода Q2 триггера. При интегрировании отрицательного напряжения уровень сигнала на выходе Q1 высокий, и LTC1043 направляет выходной ток в землю через выводы 11 и 7. После того, как выходное напряжение интегратора A1 пересекает порог переключения входа D1, по первому положительному фронту тактовой частоты логический уровень выхода Q1 становится низким. Выводы 11 и 8 микросхемы LTC1043 замыкаются, и из суммирующий точки А1 вытекает точный, быстро нарастающий ток (осциллограмма D).
 |
|
| Рисунок 2. | Осциллограммы сигналов ПНЧ, стабилизированного кварцевым резонатором: выход А1 (А), выход Q1 триггера (В), тактовый генератор (С), коммутируемая обратная связь по току (D). Замыкание тока суммирующей точки на землю (D) происходит по переднему фронту импульса тактового генератора при низком уровне на выходе Q1. |
Этот ток, масштабированный таким образом, чтобы быть больше максимального входного тока, обусловленного сигналом, переключает направление изменения выходного напряжения А1. При первом положительном тактовом импульсе, пришедшем после того, как выход A1 пересекает пороговый уровень входа D1, снова происходит переключение, и весь процесс повторяется. Частота повторения зависит от входного тока, следовательно, частота колебаний прямо пропорциональна входному напряжению. Выходной сигнал схемы берется с выхода Q1 триггера. Поскольку в этой схеме конденсатор заменен кварцевым генератором, ее температурный дрейф невелик – обычно он не превышает 8 ppm/°C. Вклад кварцевого резонатора составляет примерно 0.5 ppm/°C, а основной дрейф вносят компоненты источника тока, входной резистор и разброс времени переключения.
Из-за неопределенной временнóй зависимости между частотой коммутации контура обратной связи и фазой тактового генератора возникает кратковременный джиттер частоты. Как правило, это не создает проблем, поскольку обычно выходной сигнал схемы считывается в течение многих периодов синхронизации, например, от 0.1 до 1 секунды. Влияние временнóй неопределенности иллюстрируется осциллограммами на Рисунке 3. Уменьшенная скорость развертки позволяет увидеть модуляцию выходного сигнала интегратора A1, вызванную неопределенностью фазы (осциллограмма A). Обратите внимание на неравномерность положения импульсов (осциллограммы B и D) во время самых больших отклонений пилообразного напряжения на выходе A1. Это приводит к кратковременному смещению импульсов, но в течение практических интервалов измерения выходная частота остается постоянной.
 |
|
| Рисунок 3. | Те же осциллограммы, что и на Рисунке 2. Снижение скорости развертки осциллографа позволяет увидеть влияние неопределенной временнóй зависимости между частотой коммутации контура обратной связи и фазой тактового генератора. Положение некоторых импульсов неравномерно, но на практических интервалах измерений частота постоянна. |
Линейность схемы находится в пределах 0.0015% (0.15 Гц), температурный коэффициент усиления составляет 8 ppm/°C (0.08 Гц/°C), а подавление помех по питанию лучше 100 ppm (1 Гц) в диапазоне напряжений от 4 В до 6 В. Низкие уровни входного смещения и дрейфа микросхемы LT1884 позволяют снизить погрешность ухода нуля до незначительного уровня. Для настройки этой схемы надо подать на вход напряжение 5.0000 В и потенциометром 2 кОм установить выходную частоту 10.000 кГц.
Ссылка
- Williams, J., “Designs for High Performance Voltage-to-Frequency Converters,” Linear Technology Corporation, Application Note 14.
Купить LT1461 на РадиоЛоцман.Цены
