Распространенный метод реализации ШИМ заключается в сравнении треугольных импульсов постоянной амплитуды и частоты с постоянным напряжением переменного уровня. Несмотря на то, что такой подход позволяет получить ШИМ-сигнал с точной частотой и коэффициентом заполнения, изменяемым от 0 до 100%, стоимость источника опорных треугольных импульсов и быстродействующего компаратора может оказаться чрезмерно высокой в недорогих приложениях. Кроме того, если приложению требуется высокочастотный ШИМ-сигнал, потребляемая мощность может оказаться неприемлемой в чувствительных к питанию приложениях, таких как высокоэффективные маломощные импульсные регуляторы.
Схема на Рисунке 1 представляет собой относительно простую альтернативу подходу треугольник-компаратор. Хотя частота выходного сигнала нестабильна и меняется в зависимости от входного напряжения, схема недорога, требует всего нескольких легкодоступных компонентов и имеет линейную зависимость между входным напряжением и выходным коэффициентом заполнения. Схема хорошо подходит для приложений, в которых простая секция ШИМ включена в контур обратной связи. Кроме того, превосходная динамика – коэффициент заполнения реагирует на ступенчатое изменение входного напряжения в течение одного периода выходного сигнала – делает схему идеально подходящей для применения в импульсных регуляторах.
 |
|
| Рисунок 1. | В этой схеме ШИМ изменение входного напряжения VI изменяет потенциалы эмиттеров Q1 и Q2 и, таким образом, изменяет токи заряда и разряда конденсатора C1, так что коэффициент заполнения выходных импульсов изменяется прямо пропорционально VI. |
В схеме постоянное входное напряжение VI изменяет коэффициент заполнения прямоугольных импульсов на выходе инвертора Шмитта IC1A. Транзисторы Q1 и Q2 работают как коммутируемые источники тока. Эти источники заряжают и разряжают времязадающий конденсатор C1 со скоростью, определяемой напряжениями на их базах и, следовательно, напряжением в точке соединения резисторов R2 и R3. При высоком уровне на выходе микросхемы IC1A конденсатор C1 заряжается через резистор R6 и транзистор Q1 (Q2 отключен) током, определяемым сопротивлением R6 и напряжением эмиттера Q1. Аналогично, при низком уровне на выходе IC1A конденсатор C1 разряжается через Q2 и R6 (Q1 отключен) током, определяемым сопротивлением R6 и напряжением эмиттера Q2. Изменение входного напряжения изменяет потенциалы эмиттеров и тем самым изменяет токи заряда и разряда таким образом, что коэффициент заполнения выходных импульсов изменяется прямо пропорционально VI.
 |
|
| Рисунок 2. | Изменение напряжения VC на конденсаторе C1 и гистерезис VH триггера Шмитта IC1A определяют коэффициент заполнения T1/(T1 + T2) выходных импульсов. VTU и VTL – это верхний и нижний пороги микросхемы IC1A, соответственно. |
На Рисунке 2 показана взаимосвязь между напряжением VC на конденсаторе C1 и выходным сигналом. На этом рисунке
VTU и VTL – верхний и нижний пороги инвертора с триггером Шмитта,
VH – гистерезис триггера Шмитта,
VOH и VOL – верхний и нижний уровни выходного сигнала инвертора, соответственно.
Если предположить, что VOH = VCC и VOL = 0 В, и принять напряжения база-эмиттер транзисторов Q1 и Q2 примерно равными и обозначать их как VBE, можно получить следующие выражения первого порядка для T1 и T2:
и
где
и
Определив выходной коэффициент заполнения D как 100%×T1/(T1 + T2), можно объединить выражения для T1 и T2, чтобы получить
Если цепь делителя R1-R4 симметрична, или R1 = R4 и R2 = R3, это выражение упрощается до
С учетом значений номиналов R1-R4 на Рисунке 1, формула сводится к
Это выражение показывает, что коэффициент заполнения прямо пропорционален входному напряжению, и что для работы схемы напряжение VI должно быть больше VBE/0.4. Если VBE = 0.6 В, то эта формула предполагает, что VI должно быть не менее 1.5 В, хотя при испытаниях на макетной плате схема позволяла получать низкие коэффициенты заполнения при VI всего 1 В.
Номиналы компонентов C1 и R6 выбирают в соответствии с требуемым диапазоном рабочих частот. На Рисунке 3 показаны результаты испытаний на макетной плате с R6 = 5.6 кОм и C1 = 100 пФ. Схема демонстрирует линейную характеристику при напряжении VI примерно от 1.2 до 3.6 В с соответствующим диапазоном коэффициентов заполнения приблизительно от 2 до 95%. Из этого рисунка также видно, что выходная частота в этом диапазоне изменяется в соотношении 15:1; частота достигает максимума, когда VI приблизительно равно VCC/2.
 |
|
| Рисунок 3. | Хотя частота выходных импульсов изменяется в зависимости от входного напряжения, схема ШИМ обеспечивает линейную зависимость между входным напряжением и выходным коэффициентом заполнения. |
При выборе элементов R1-R4 и IC1A необходимо соблюдать несколько предостережений. Чтобы гарантировать, что коэффициент заполнения изменяется от почти нуля до почти 100%, токи заряда и разряда через транзисторы Q1 и Q2 должны иметь возможность приближаться к нулю. Это требование можно выполнить, просто обеспечив возможность приближения потенциала VE1 эмиттера Q1 к напряжению питания VCC и приближения потенциала VE2 эмиттера Q2 к уровню земли.
Сделать напряжение VE1 близким к VCC при максимальном входном напряжении VI можно, выбрав подходящие сопротивления R1 и R2, при условии, что сопротивления R3 и R4 подобраны так, чтобы напряжение VE2 могло опускаться на несколько сотен милливольт ниже нижнего порога VTL триггера Шмитта IC1A, когда VI максимально. Это необходимо для того, чтобы гарантировать, что транзистор Q2 не будет насыщаться, когда по мере разряда C1 напряжение VC на конденсаторе приближается к нижнему порогу VTL.
Аналогично, выбрав подходящие сопротивления R3 и R4, можно приблизить напряжение VE2 к нулю при минимальном входном напряжении VI, при условии, что сопротивления R1 и R2 подобраны так, чтобы напряжение VE1 могло на несколько сотен милливольт превышать верхний порог VTU триггера Шмитта IC1A, когда VI минимально. Это необходимо для того, чтобы гарантировать, что транзистор Q1 не будет насыщаться, когда по мере заряда C1 напряжение VC на конденсаторе приближается к верхнему порогу VTU.
Значения сопротивлений R1 = R4 = 22 кОм и R2 = R3 = 33 кОм соответствуют этим требованиям и обеспечивают оптимальный диапазон для VI. Эти номиналы должны обеспечить надежную работу при VCC = 5 В ±5% и инверторе 74HC14, но может потребоваться пересчет значений, если используется другое напряжение питания или другой инвертор.
В качестве IC1A возможно использование двух устройств: 74HC14 и 4093. 74HC14 предпочтительнее, поскольку разброс отношения минимального напряжения гистерезиса к максимальному приблизительно равен всего 3.3:1, тогда как для 4093 это отношение составляет примерно 6.7:1. Однако 4093 допускает работу при напряжении питания более 5 В, но следует соблюдать осторожность, чтобы избежать пробоя перехода база-эмиттера транзисторов Q1 и Q2 при более высоких напряжениях.
Потребляемая мощность невелика. Например, при C1 = 100 пФ максимальный потребляемый ток составляет 570 мкА в точке максимальной частоты, которая равна примерно 200 кГц. Максимальная практическая рабочая частота ограничена значением примерно 500 кГц (C1 = 10 пФ, R6 = 5.6 кОм), когда зависимость между VI и коэффициентом заполнения начинает становиться заметно нелинейной.
Купить SN74HC14 на РадиоЛоцман.Цены
