Энергосберегающие сетевые конвертеры

Журнал РАДИОЛОЦМАН, октябрь 2013

Грошев В. Я.

Описываемые ниже сетевые конвертеры существенно отличаются от используемых ныне устройств подобного типа не только тем, что расходуют в 2 - 4 раза меньше энергии, превращаемой в тепло, но и тем, что они исключительно просты.

Это принципиально отличает их как от аналогичных устройств, реализованных на интегральных микросхемах с принудительным тактированием – например, от неоправданно сложных и не слишком эффективных конвертеров, реализованных на коммутаторах типа TOP22х (Power Integrations), MC33363 (Motorola) с встроенным ключевым транзистором, или на драйверах-импульсных модуляторах типа UC384х (Texas Instruments), MIC38hc4х (Micrel) и им подобных с внешним ключом, так и от примитивных автоколебательных сетевых конвертеров на одном - трех биполярных транзисторах, используемых в настоящее время в качестве маломощных зарядных устройств для переносной электроники и превращающих до половины потребляемой энергии в тепло.

Результаты испытаний показывают, что автоколебательные конвертеры, представляемые ниже, выполненные с использованием новых технических решений, направленных на экономию электроэнергии, оказываются более эффективными и малогабаритными по сравнению с устройствами аналогичного назначения, выполненными с использованием интегральных микросхем, и существенно более экономичными по сравнению с широко распространенными маломощными зарядными устройствами на дискретных компонентах, лишь незначительно уступая последним в простоте реализации.

Главным преимуществом автоколебательных конвертеров является автоматическая установка минимально возможной скважности при максимальной снимаемой мощности вне зависимости от используемой индуктивности, нагрузки, входного напряжения и т.д. А это означает, что устройства такого типа всегда могут обеспечить такую мощность преобразования, которая ограничивается только параметрами используемой нагрузочной индуктивности, в отличие от конвертеров с принудительным тактированием, выходная мощность которых при той же индуктивности никогда не соответствует ее предельным возможностям, поскольку в устройствах такого типа обязательно необходим запас по скважности. Поэтому в конвертерах с принудительным тактированием для получения той же мощности приходится использовать трансформаторы с большим значением произведения LI² и, соответственно, большего объема. Вследствие этого автоколебательные конвертеры при равной мощности всегда более компактны. Кроме этого, такие конвертеры теоретически могут работать с любой катушкой индуктивности, причем всегда автоматически обеспечивается нормальный режим работы, если только не превышено допустимое значение индукции в сердечнике. И, напротив, произвольный выбор индуктивности при принудительном тактировании недопустим, поскольку использование индуктивностей за пределами узкого допустимого диапазона может привести либо к аварийным последствиям, либо к неэффективному использованию трансформаторов или дросселей. Следовательно, в любом отношении автоколебательный режим работы обладает преимуществом перед режимом принудительного тактирования, а поэтому применение последнего в конвертерах, содержащих индуктивную нагрузку, по моему мнению, разумно лишь в специальных случаях.

Следует сразу оговориться, что при создании описываемых ниже устройств не преследовалось никаких целей, кроме обеспечения наивысшей экономичности при заданной рабочей частоте, которая у всех представляемых ниже устройств равна примерно 50 кГц. Поэтому по другим параметрам они могут уступать известным аналогам. Однако это не означает, что невозможно улучшить эти параметры путем соответствующей доработки с использованием известных технических решений. Кроме этого следует учитывать, что все представляемые ниже устройства являются макетными, не выпускаются серийно и предназначены лишь для испытаний. Поэтому для реальной эксплуатации следует уточнить параметры некоторых элементов, например, электролитических конденсаторов сглаживающих фильтров, которые в макетных вариантах являлись одним из источников тепловыделения вследствие использования не тех компонентов, которые соответствуют решаемой задаче, а тех, которые есть в продаже. Вносимые коррективы могут привести к некоторому изменению габаритов описываемых конвертеров.

На Рисунке 1 представлена принципиальная схема сетевого конвертера с предельной выходной мощностью около 10 Вт (5.5 В × 1.8 А), применение которого возможно как в качестве универсального источника питания при условии дополнительной фильтрации выходного напряжения, так и в качестве зарядного устройства для литиевых аккумуляторов.

Рисунок 1.

Описываемый конвертер разработан для размещения в корпусе от стандартного зарядного устройства для сотовых телефонов китайского производства с выходной мощностью около 1.5 Вт и имеет размеры 62×26×21 мм³. Конденсатор C1 установлен навесным вне платы и помещается в углубление сетевой вилки. Общий вид конвертера показан на Рисунке 2.

Рисунок 2.

Кроме корпуса от стандартного зарядного устройства использованы ферритовый сердечник трансформатора с внешними габаритами 13×13×6 мм и сечением среднего стержня 3×6 мм², а также каркас для обмоток, который доработан путем добавления дополнительного (пятого) вывода с высоковольтной стороны.

Испытания устройства показали, что вследствие использования обычного диодного выпрямления и RC-цепи для управления базой ключевого транзистора, описываемый конвертер при максимальной мощности рассеивает в виде тепла около 3 Вт, причем основными его источниками являются элементы вторичной секции конвертера – трансформатор, выпрямительный диод, конденсаторы С6, С7 и датчик тока R11. При этом максимальное превышение температуры элементов конвертера при испытаниях без корпуса по отношению к окружающей среде составило примерно 35 °С. Очевидно, что конвертер такого типа обладает достаточно скромными показателями по эффективности, однако это объясняется исключительно желанием обеспечить минимальный объем устройства за счет сокращения числа компонентов, что при небольшой выходной мощности может быть в некоторой степени оправдано.

Следует отметить, что по принципу функционирования этот конвертер существенно отличается от распространенных маломощных зарядных устройств. При его включении максимальный ток через первичную обмотку трансформатора TR1 ограничивается только величиной базового тока VT2, определяемого резистором R2, поскольку стандартные схемы ограничения коллекторного тока ключевого транзистора с датчиком тока в его эмиттере в данном случае применить нельзя. Поэтому трансформатор первые несколько циклов преобразования может довольно сильно насыщаться. Однако за эти несколько циклов успевают зарядиться все конденсаторы во вторичной секции конвертера, вследствие чего начинает функционировать цепь общей обратной связи через оптрон DA1, которая с помощью транзистора VT1 отводит излишек тока через R2 на общую шину, вследствие чего устанавливается нормальный режим работы трансформатора.

Существенным достоинством данного устройства является то, что оно работает с частотно-импульсной модуляцией (PFM). Это означает, что при уменьшении выходного тока рабочая частота конвертера понижается, в отличие от конвертеров с другими видами модуляции. Вследствие этого при увеличении сопротивления нагрузки плотность импульсных помех при работе представляемого устройства значительно уменьшается. Следует отметить, однако, что при определенном сочетании параметров элементов тип модуляции в устройстве может стать прерывистым без изменения выходных параметров.

На Рисунке 3 представлен наиболее простой и, соответственно, недорогой вариант конвертера с ключевым полевым транзистором. Выходная мощность конвертера превышает 25 Вт (5 В × 5 А), при этом рассеивается приблизительно такая же мощность, как в предыдущем устройстве. Замечательной особенностью данного конвертера является отсутствие обмотки обратной связи и связанное с этим упрощение конструкции трансформатора. Обычно обмотка обратной связи, которая должна быть хорошо изолирована от всех прочих обмоток, невзирая на малое число витков, создает довольно неприятные проблемы при намотке. Кроме этого, в малогабаритных преобразователях ее наличие может быть причиной снижения габаритной мощности трансформатора, поскольку с учетом изоляции она занимает существенное место на катушке. Следует также отметить, что существует много модификаций стандартных трансформаторных каркасов с шестью выводами (по три вывода на сторону), которые идеально подходят для такого конвертера.

Трансформатор преобразователя выполнен на сдвоенном сердечнике типа E16×8×5 (Epcos), дроссель – на сердечнике типа «гантель» DRWW 9×12 (Лэпкос).

Рисунок 3.

Автогенератор конвертера содержит элементы DD1:B микросхемы IR4426 и ключевой транзистор VT1. Второй элемент этой микросхемы DD1:A выполняет функцию UVLO (Undervoltage lockout), предотвращая запуск автогенератора при недостаточном напряжении на входе конвертера.

Чтобы состав описываемого устройства не показался чрезмерно сложным, считаю целесообразным привести блок-схему хорошо известной микросхемы типа TOP22x производства фирмы Power Integration (Рисунок 4), которая по выполняемым функциям соответствует элементам DD1 и VT1 на Рисунке 3.

Рисунок 4.

Причем конвертер, выполненный на этой микросхеме с соблюдением рекомендаций производителя, не только не имеет никаких преимуществ перед устройством, представленным на Рисунке 3, но вдобавок не может функционировать без обмотки обратной связи.

Следует сразу обратить внимание на то, что преобразователь, принципиальная схема которого изображена на Рисунке 3, не допускает снижения выходного напряжения ниже определенного уровня, а поэтому короткое замыкание на его выходе недопустимо. Это объясняется тем, что для поддержания выключенного состояния ключевого транзистора VT1 необходимо, чтобы напряжение на входе инвертора DD1:B превышало пороговое напряжение этого элемента, которое составляет примерно 2 В. А напряжение на входе DD1:B определяется соотношением

 

где

U_П – напряжение на входе DD1:B в разрядном цикле,
U_ВЫХ – напряжение на выходе конвертера,
 n1, n2 – число витков первичной и вторичной обмоток, соответственно.

Если это условие не выполняется, то транзистор VT1 при замыкании на выходе конвертера остается постоянно открытым со всеми вытекающими последствиями. Поэтому в представленном на Рисунке 3 виде устройство может быть использовано только в качестве источника питания для стационарных нагрузок. Однако не следует думать, что данный недостаток является принципиальным, поскольку он может быть устранен путем некоторого усложнения первичной секции конвертера.

Следует также предупредить, что при полной функциональной идентичности микросхемы IR4426 по отношению к целому ряду аналогов других изготовителей, эту микросхему в конвертере нельзя заменить ни на один из этих аналогов, поскольку она обладает уникальными характеристиками по потребляемому току. При изменении входного напряжения у этой микросхемы в области гистерезиса потребляемый ею ток практически не увеличивается, в отличие от аналогов (например, MIC4426), у которых этот ток возрастает примерно на порядок, что потребовало бы при их использовании слишком большого тока через резистор R2 и, соответственно, слишком больших потерь мощности в элементах начального смещения.

Представленное устройство обеспечивает более чем вдвое меньший уровень потерь мощности по сравнению с интегральными аналогами в стандартном включении, рекомендуемом их производителями. Это объясняется тем, что если даже считать, что на оптимально выбранном полевом транзисторе типа IRFBC30 выделяется такая же мощность, как на ключевых транзисторах в интегральных аналогах, последние существенно проигрывают в эффективности, не имея ни схемы нейтрализации потерь за счет индуктивности рассеяния (элементы C4, VD6 и VD8), ни управляемого выпрямления (элементы VT2, VT3, VT4 и DD2).

Это позволило при отсутствии необходимости в охлаждающих элементах обеспечить у 25-ваттного конвертера габаритные размеры 68×30×25 мм³. Общий вид конвертера показан на Рисунке 5.

Рисунок 5.

Следует отметить, что конвертеры подобного типа без вторичной секции идеально подходят для питания светодиодных осветительных устройств.

И, наконец, наиболее мощный вариант конвертера представлен на Рисунке 6. Выходная мощность этого устройства ограничивается, в основном, возможностями трансформатора и может превышать 100 Вт.

Рисунок 6.

В данном случае используется сердечник E25×13×7 (Epcos) с зазором 1 мм, что позволяет получить максимальный уровень преобразуемой мощности около 70 Вт при уровне потерь примерно 5 - 6 Вт. Габариты конвертера составляют 87×37×38 мм³, соответствующее фото представлено на Рисунке 7.

Рисунок 7.

В принципе, конвертер может работать при отсутствии дополнительного охлаждения ключевых транзисторов, поскольку суммарная рассеиваемая на них мощность составляет менее 1.5 Вт. Однако следует учесть, что при повышении температуры характеристики насыщения биполярных транзисторов существенно ухудшаются, что в используемой конфигурации сопровождается заметным снижением максимальной выходной мощности. Поэтому на VT4 установлен небольшой радиатор суммарной площадью 14 см², наличие которого никак не отражается на общем объеме устройства.

Автогенератор конвертера выполнен на транзисторах VT1, VT2, VT4 по схеме с внутренней положительной ОС и с удалением избыточного заряда из базы ключевого транзистора VT4. Отрицательное смещение, необходимое для такой конфигурации ключевого каскада, создается на конденсаторах C1, C3 обмоткой обратной связи за счет базового тока насыщения этого же транзистора. Диоды VD4, VD5 ограничивают значение максимального тока через ключевой транзистор. При этом VD5 компенсирует напряжение прямого смещения базо-эмиттерного перехода VT4, поэтому максимальное значение тока через этот транзистор определяется как

 

где

U_д.пр – прямое падание на диоде VD4.

Кроме этого, VD4 необходим для защиты оконечного транзистора усилителя ОС VT3 от отрицательного напряжения на стоке, которое возникает на базе VT4 в разрядном цикле.

Здесь следует отметить, что при отключении нагрузки характер работы этого конвертера (и других, представленных выше) определяется уже не параметрами трансформатора, а параметрами электролитических конденсаторов выходного фильтра. В данном устройстве это C8, C12. При этом все время, пока выходное напряжение (т.е. напряжение на конденсаторе C8) превышает заданный уровень, цепь обратной связи должна удерживать ключевой транзистор в состоянии отсечки. Очевидно, что в таком случае напряжение на переходе эмиттер-база этого транзистора должно быть менее 0.5 В. Чтобы реализовать это условие и одновременно обеспечить коэффициент усиления по току более 10³, в устройстве используется полевой транзистор VT3, а в качестве VD4 используется диод Шоттки. В такой конфигурации выходного усилителя обратная связь оказывается импульсной, в результате чего обеспечивается прерывистый характер модуляции.

Для сокращения потерь мощности на резисторе-датчике тока R19 используется сборка VT8, позволяющая нейтрализовать прямое падение на переходе эмиттер-база входного транзистора цепи обратной связи по выходному току (VT8:A). При этом пороговое напряжение на входе усилителя обратной связи задается резисторным делителем R17, R18 и может составлять всего 50 – 100 мВ, в зависимости от заданной величины максимального выходного тока конвертера в режиме стабилизации тока. Аналогичный прием сокращения рассеиваемой мощности на резисторе-датчике тока используется и в представленных ранее преобразователях. Здесь следует уточнить, что обратная связь по выходному току необходима только в преобразователе, показанном на Рисунке 1, поскольку она не только стабилизирует выходной ток, но и поддерживает нормальный режим работы трансформатора, предотвращая его насыщение. В остальных устройствах максимальный ток через ключевой транзистор ограничивается непосредственно в первичной секции преобразователей, а поэтому общая обратная связь по выходному току нужна только в случае использования конвертеров в качестве источников стабильного тока – например, при их использовании в качестве зарядных устройств. При использовании же конвертеров в качестве источников напряжения часть элементов может не использоваться. Например, в конвертере, представленном на Рисунке 6, в таком случае можно удалить R17 – R20, VT8:B, VD13, при этом ограничение выходного тока происходит вследствие ограничения максимального тока через ключевой транзистор в первичной секции конвертера. Отмечу, что при испытаниях конвертеров, принципиальные схемы которых показаны на Рисунках 3 и 6, схемы ограничения выходного тока не функционировали, не испытывались и приведены лишь для примера.

Следует отметить, что из пяти приобретенных для экспериментов транзисторов типа 2SC3973, используемых в качестве высоковольтного ключа в конвертере, представленном на Рисунке 6, два оказались из одной партии, а остальные – из другой, что видно по маркировке транзисторов. Оказалось, однако, что транзисторы из обеих партий отличаются не только маркировкой, но и характеристиками, поскольку скорость переключения двух транзисторов из первой партии в схеме конвертера (Рисунок 6) составляет приблизительно 25 нс, а у трех транзисторов из другой партии в равных условиях – в 4 - 5 раз больше. Кстати, такую же скорость переключения имеют практически все транзисторы серии MJE. Точно указать причину этого могут, видимо, только производители (Panasonic, Motorola и т.д.). С моей же точки зрения это связано, видимо, с неодинаковостью объемного сопротивления базы у обеих партий, причем у тех транзисторов, скорость переключения у которых выше, объемное сопротивление должно быть меньше, что при одинаковом отрицательном смещении позволяет обеспечить больший ток для ликвидации базового заряда и большую скорость его удаления.

В некоторой степени это относится и к тепловыделению, а поэтому хотелось бы, чтобы с целью энергосбережения биполярные транзисторы, предназначенные для преобразования электрической энергии, изготавливались бы с учетом этого факта. Тем более что, судя по существованию транзисторов типа 2SC3973 с соответствующими характеристиками, это не является технологической проблемой.

В результате проведенных исследований можно констатировать, что в настоящее время энергосбережение и объем преобразователей электрической энергии ограничиваются, к сожалению, в основном качеством пассивных элементов. Испытания показывают, что при использовании оптимальных схемотехнических решений основная часть тепла выделяется не полупроводниковыми ключевыми элементами, а в основном реактивными элементами преобразования энергии, и именно эти элементы ограничивают возможность уменьшения объема сетевых источников питания.