Журнал РАДИОЛОЦМАН, сентябрь 2012
В.Я. Грошев
Исследование реальных образцов однотактных трансформаторных конвертеров, предназначенных для преобразования сетевого напряжения в постоянный ток или напряжение, показывает, что в таких устройствах имеется четыре основных источника тепловыделения, на которые приходится до 90% всей мощности потерь. Это основной коммутирующий ключ, элементы подавления выброса на индуктивности рассеяния, выпрямитель и трансформатор. Содержание данной статьи касается вопросов снижения мощности, рассеиваемой на высоковольтном коммутирующем ключе сетевого конвертера, решение проблем с другими источниками потерь будут рассмотрены в следующей публикации. Причем, хотя все рекомендации направлены, в основном, на улучшение характеристик автоколебательных конвертеров, как наиболее эффективных однотактных импульсных устройств преобразования электрической энергии, большинство из них можно использовать при создании преобразователей средней мощности любого типа.
Условия работы высоковольтного коммутирующего ключа в автоколебательных однотактных конвертерах существенно отличаются от режима его работы в устройствах с принудительным тактированием. Причем эти условия всегда хуже, а поэтому потери мощности на ключе в автоколебательных устройствах выше. Однако автоколебательные конвертеры намного проще и дешевле своих конкурентов, и их применение, в некоторых случаях, является более привлекательным. Примером может служить использование известных вариантов таких преобразователей [1] в качестве маломощных зарядных устройств. В основной массе мощность таких устройств настолько мала (1–2 Вт), что даже при очень плохом КПД (70–75%) выделяемая на основном ключе мощность не приводит к его недопустимому нагреву без дополнительного охлаждения.
Однако при увеличении выходной мощности оказывается, что такая схема конвертера совершенно непригодна из-за недопустимого роста мощности потерь на высоковольтном ключе. Причины этого разъясняются на примере простейшего однотактного автоколебательного конвертера с трансформаторной нагрузкой, широко используемого в качестве маломощного зарядного устройства. Упрощенная схема первичной секции такого устройства приведена на Рисунке 1, а рядом изображена схема замещения, соответствующая интервалу времени изменения напряжения на разомкнутом ключе от насыщения до максимума. Здесь источником U2 представлено напряжение на базовой обмотке трансформатора, CCB – это емкость коллектор-база ключевого транзистора, а CП – это паразитные емкости, шунтирующие коллекторную обмотку трансформатора.
 |
| Рисунок 1. |
Как видно из схемы замещения, после выхода транзисторного ключа VT2 из насыщения он становится одним из элементов источника постоянного тока, образованного элементами VT1, VT2 и R3, входным током для которого являются токи через R1, R2 и ток через емкость коллектор-база VT2. Ток через R2 отсутствует, поскольку к моменту окончания зарядного цикла конденсатор C1 полностью заряжен и компенсирует напряжение U2 таким образом, что напряжение, приложенное к R2, равно нулю.
Из схемы замещения видно, что выходной ток источника тока, образованного транзисторами VT1, VT2, остается постоянным и примерно равным
в то время как ток через индуктивность продолжает возрастать. Поэтому напряжение на коллекторе VT2 начинает увеличиваться. Изменение напряжения на коллекторе VT2 сопровождается появлением тока через емкость коллектор-база ключевого транзистора CCB. В результате источник тока оказывается охваченным отрицательной обратной связью через эту емкость, которая поддерживает определенное соотношение между скоростью изменения напряжения на коллекторе VT2 и током его коллектора. При этом паразитные емкости CП, шунтирующие первичную обмотку трансформатора, перезаряжаются не текущим значением тока через индуктивность, а разностью между этим током и выходным током токостабилизатора IMAX. В результате скорость переключения снижается, а через незапертый ключ в течение всего процесса переключения протекает значительный ток, который обусловлен вначале участием ключевого транзистора в схеме источника постоянного тока, а если тока через CCB не хватает для функционирования этого источника, то эффектом Миллера. Кроме этого, активное состояние VT2 поддерживается за счет заряда, накопленного в его коллекторно-базовом переходе за время пребывания транзистора в насыщенном состоянии. Поэтому продолжительность всего процесса перехода из насыщенного состояния в состояние отсечки может превышать 1 мкс. И хотя время изменения напряжения на коллекторе при этом не превышает 150–300 нс при рабочей частоте порядка нескольких десятков килогерц, мощность, рассеиваемая на ключе, оказывается очень большой, поскольку в процессе формирования перепада при высоком напряжении на ключе через него продолжает протекать большой ток, меньший, но соизмеримый с IMAX. В конечном итоге VT2 полностью запирается током через резистор R2 только после смены полярности напряжения U2, т.е. когда напряжение на коллекторе ключевого транзистора становится выше напряжения UIN, а напряжение U2 становится отрицательным. Такой механизм переключения характерен и для всех других разновидностей рассмотренного устройства.
Однако известно, что основным правилом, гарантирующим минимум рассеиваемой мощности на ключевом элементе, является отсутствие тока через ключ, когда на нем есть напряжение. Следовательно, сигнал управления, запирающий ключ, должен поступить на базу VT2 не во время формирования перепада напряжения на коллекторе, как это происходит в рассмотренном устройстве, а перед ним. Такая последовательность характерна для конвертеров с внешним тактированием, и именно это позволяет таким устройствам работать при значительно большей выходной мощности и при значительно лучшем КПД.
Однако существует вариант однотактного автоколебательного конвертера, который в этом отношении не уступает конвертерам с принудительным тактированием, хотя намного проще последних и по своей стоимости вполне может конкурировать с предыдущим рассмотренным устройством. Упрощенная принципиальная схема такого конвертера показана на Рисунке 2.
 |
| Рисунок 2. |
В отличие от предыдущего рассмотренного устройства, критерием размыкания высоковольтного ключа в котором является величина напряжения на резисторе R3, в этом конвертере момент переключения определяется по суммарной величине падения напряжения на замкнутом ключе и резисторе R6.
В упрощенном изложении устройство работает следующим образом.
После подачи первичного напряжения U1 ток через резистор начального смещения R4 начинает втекать в базу ключевого транзистора VT2. Чтобы этот ток не замкнулся через резистор R5 и базовую обмотку трансформатора на корпус, используется конденсатор С1. Вследствие поступающего в базу тока ключевой транзистор VT2 становится активным, а за счет противоположной фазы формирования напряжения на базовой обмотке по отношению к коллекторному напряжению этого транзистора устройство оказывается охваченным положительной ОС по цепи: коллектор ключевого транзистора VT2, базовая обмотка TR1, токозадающая цепь R5, C1, база ключевого транзистора VT2. Наличие положительной обратной связи приводит к быстрому увеличению коллекторного тока ключевого транзистора VT2 и уменьшению напряжения на его коллекторе.
Вследствие этого уменьшения на базовой обмотке трансформатора TR1 появляется возрастающее положительное управляющее напряжение, при этом к начальному току смещения добавляется ток токозадающей цепи R5, C1. В результате ключевой транзистор VT2 быстро насыщается.
Одновременно ток от базовой обмотки должен был бы через резистор R1 поступать и в базу управляющего транзистора VT1, который противодействовал бы насыщению ключевого транзистора VT2, отводя часть его базового тока на отрицательную шину питания. Однако из-за быстрого уменьшения напряжения на коллекторе ключевого транзистора VT2 ток через R1 втекает не в базу управляющего транзистора VT1, а перезаряжает внутреннюю емкость диода VD2, в результате чего напряжение на аноде VD1 может стать даже отрицательным, а транзистор VT1 остается выключенным и не препятствует насыщению ключевого транзистора VT2. Такой же эффект обеспечивается при включении конденсатора C2 параллельно резистору R2, причем, как показали испытания, такое включение к тому же способствует улучшению устойчивости режима автоколебаний.
После того как ключевой транзистор VT2 оказывается в состоянии насыщения, диод VD2 открывается и удерживает управляющий транзистор VT1 в выключенном состоянии. Поскольку ключевой транзистор VT2 насыщен, ток через первичную обмотку TR1 возрастает, при этом суммарное напряжение на насыщенном переходе коллектор-эмиттер этого транзистора и на резисторе R6 также увеличивается. Это продолжается до тех пор, пока это напряжение, приложенное к катоду диода VD2, не превысит напряжения открывания базо-эмиттерного перехода управляющего транзистора VT1. При этом следует учитывать взаимную компенсацию падений напряжения на диодах VD1 и VD2. Как только управляющий транзистор VT1 начинает открываться, оба транзистора VT1, VT2 оказываются охваченными второй цепью положительной ОС через диод VD2 и его внутреннюю емкость. Из-за этой обратной связи управляющий транзистор VT1 быстро насыщается и шунтирует базо-эмиттерный переход ключевого транзистора VT2, что способствует относительно быстрому выводу неосновных носителей заряда, накопленных в коллекторно-базовом переходе этого транзистора, а также полностью нейтрализует эффект Миллера. В результате скорость изменения напряжения на коллекторе ключевого транзистора VT2 определяется практически полным максимальным током через индуктивность первичной обмотки TR1.
После размыкания ключевого транзистора VT2 начинается процесс разряда индуктивности на нагрузку, причем этот транзистор удерживается в разомкнутом состоянии за счет изменения полярности управляющего напряжения, приложенного к его базо-эмиттерному переходу через токозадающую цепь R5, C1. Новый зарядный цикл работы конвертера начинается сразу же после полного разряда первичной обмотки TR1, причем управляющий транзистор VT1 нейтрализуется на время переключения из-за перезаряда внутренней емкости диода VD2 или за счет конденсатора, включенного параллельно его эмиттерно-базовому переходу.
Из описания работы устройства следует, что принципиальным его отличием от устройства, изображенного на Рисунке 1, является полное выключение основного ключа по базовому электроду при настолько малом напряжении на коллекторе (< 0.7В), что его можно считать равным нулю. Иными словами, в этом устройстве управляющее напряжение, запирающее ключ, поступает на его базу раньше, чем начинается формирование положительного перепада напряжения на коллекторе VT1 и это позволяет существенно уменьшить выделяющуюся на ключе мощность и, соответственно, тепловыделение конвертера.
Другой существенной причиной потерь мощности на основном ключе в устройстве, показанном на Рисунке 1, является емкостной характер тока базы ключевого транзистора, задаваемый элементами R2, C1. Конденсатор C1 в этой цепи необходим, поскольку при его отсутствии для обеспечения активного состояния ключевого транзистора пусковой ток через R1 должен был бы иметь очень большую величину, что с учетом высокого входного напряжения привело бы к рассеиванию очень большой мощности на этом резисторе. Это объясняется тем, что сопротивление R2 для обеспечения глубокого насыщения VT2 в рабочем цикле должно быть небольшим (обычно не более 1 кОм) и этот резистор без включенного последовательно с ним конденсатора закорачивал бы пусковой ток на общую шину через обмотку обратной связи.
Емкость конденсатора C1 также не может быть большой, поскольку при ее существенном увеличении снижается рабочая частота и, соответственно, увеличивается скважность выходного тока, т.е. снижается предельная мощность конвертера. Поэтому при обычной длительности зарядного цикла 5–7 мкс постоянная времени токозадающей цепи R2, C1 обычно составляет примерно 1 мкс (1 кОм × 1 нФ). При этом совершенно очевидно, что по мере заряда индуктивности первичной обмотки трансформатора и роста коллекторного тока VT2 в зарядном цикле его базовый ток будет уменьшаться. А, как известно, для эффективного насыщения ключевого транзистора соотношение между коллекторным и базовым током должно поддерживаться постоянным на уровне в несколько единиц.
Поэтому в устройстве, показанном на Рисунке 1, обеспечивается режим насыщения, соответствующий невысокой эффективности коммутации, поскольку к концу зарядного цикла ключевой транзистор удерживается в насыщенном состоянии фактически только за счет заряда, остающегося в базе. В этом отношении конвертер, схема которого представлена на Рисунке 2, также имеет существенные преимущества. Во-первых, емкость конденсатора С1 в этом устройстве может иметь в 10–20 раз большее значение при сохранении рабочей частоты, что делает ток базы ключевого транзистора значительно более постоянным в течение зарядного цикла. Кроме этого, в конвертерах большой мощности, выполненных в соответствии с Рисунком 2, можно обеспечить разделение функций цепи передачи сигнала положительной ОС и цепи, формирующей основной ток базы ключевого транзистора, которая вследствие этого может иметь проводимость любого типа, что позволяет дополнительно снизить выделение тепла. Для примера, в конвертере, показанном на Рисунке 2, в качестве такой цепи с активным характером проводимости могут быть применены элементы R3 и VD3, которые используются следующим образом.
Поскольку они включены параллельно цепи передачи сигнала положительной ОС R5, C1, которая формирует начальную переменную составляющую тока базы VT2, при напряжении на базовой обмотке трансформатора, превышающем напряжение открывания диода VD3, появляющийся через резистор R3 ток суммируется с током через R5, C1. Сопротивление этого резистора выбирается по соотношению
где
UB – положительное напряжение на базовой обмотке,
и поскольку R3 < R1, именно этот резистор определяет основной ток базы. Однако пусковой ток этим резистором не шунтируется, поскольку последовательно с ним включен диод VD3. Следует заметить, что если в обеих токозадающих цепях используются резисторы, то поскольку они включены фактически параллельно, в реальных устройствах их нижние по схеме выводы можно соединить, исключив резистор большего сопротивления. Конденсатор C1 исключить нельзя, поскольку это приведет к срыву автоколебаний, поэтому его следует оставить включенным параллельно диоду VD3.
Однако при таком исполнении конвертера потери мощности на высоковольтном ключе тоже не минимальны. Это связано с тем, что в течение зарядного цикла ток базы поддерживается постоянно на максимальном уровне, в то время как для нормальной работы ключевого транзистора в режиме насыщения достаточно всего лишь линейно нарастающего тока базы. Следовательно, потери мощности на базовом переходе теоретически можно уменьшить еще вдвое. Здесь следует подчеркнуть, что потери мощности на насыщенном базовом переходе с учетом напряжения на нем, в 3–4 раза превышающем напряжение на насыщенном переходе коллектор-эмиттер, могут достигать почти половины всей мощности, рассеиваемой на транзисторе. Кроме этого, значительная мощность рассеивается и на резисторе R3.
Для снижения мощности потерь этого вида необходимо подавать базовый ток для ключевого транзистора через индуктивность, а при размыкании ключа разряжать эту индуктивность на вторичную обмотку трансформатора и через нее на нагрузку. В результате потери энергии теоретически будут определяться лишь произведением среднего значения базового тока на прямое смещение базо-эмиттерного перехода. Такой способ уменьшения рассеиваемой мощности в устройстве, показанном на Рисунке 2, можно реализовать, если использовать вместо резисторов R1 и R3 индуктивности. Упрощенная реальная схема одного из вариантов такого конвертера с предельной выходной мощностью примерно 50 Вт представлена на Рисунке 3:
 |
| Рисунок 3. |
Для вычисления индуктивности дросселя DR1 в этой схеме можно воспользоваться следующей приближенной формулой:
где
L1 – индуктивность первичной обмотки трансформатора,
m – отношение токов коллектора и базы насыщенного транзистора,
kTR – коэффициент трансформации между первичной обмоткой трансформатора и обмоткой обратной связи, равный n1/nОС.
Индуктивность DR2 выбирается примерно на порядок большей величины. Резистор R3 используется для согласования постоянных времени разряда DR1 и DR2 таким образом, чтобы DR2 всегда разряжался несколько медленнее, вследствие чего транзистор VT1 до полного разряда DR1 остается в насыщенном состоянии. Следует отметить, что элементы C3, R4 необходимы только для обеспечения режима автоколебаний и создания начального тока базы ключевого транзистора, при этом основная часть этого тока формируется цепью VD2, DR1 и R3.
