Журнал РАДИОЛОЦМАН, ноябрь 2012
В.Я. Грошев
Источником тепла в первичной секции сетевого конвертера являются также элементы подавления выброса напряжения на первичной обмотке, обусловленного индуктивностью рассеяния трансформатора и другими паразитными индуктивностями. Наличие индуктивности рассеяния объясняется неидеальностью любого трансформатора и связано с пространственным разносом первичной и выходной обмоток вследствие необходимости их электрической изоляции, а также с большой толщиной каждой многослойной обмотки. Дополнительное ухудшение потокосцепления между обмотками происходит при увеличении немагнитного зазора в сердечнике.
В результате таких вынужденных недостатков конструкции трансформатора часть магнитного потока, созданного первичной обмоткой, целиком замыкается внутри вторичной обмотки, не создавая в ней никакого тока.
Соответственно, эта часть энергии может быть рассеяна только лишь самой первичной обмоткой, что проявляется в выбросе напряжения на выходном электроде ключевого транзистора, амплитуда которого при отсутствии других элементов ограничения определяется только емкостью, приведенной к этому электроду, и может достигать сотен вольт.
В транзисторах, не имеющих защитного диода, ограничивающего напряжение на выходном электроде, такой выброс может вызывать необратимый пробой коллекторного перехода. Не намного лучше обстоит дело и в случае наличия такого диода, поскольку в таком случае подавляющая часть энергии выброса рассеивается в корпусе транзистора, существенно повышая его температуру, что может привести к тепловому пробою.
Следует отметить, что энергия, заключенная в выбросе, определяется не только конструкцией трансформатора, но и внешними цепями. В том числе индуктивностью всех проводников со стороны выходной обмотки до первого конденсатора фильтра, включая индуктивность выпрямительного диода и выводов конденсатора фильтра, а также его активным сопротивлением. Наличие всех этих паразитных элементов проявляется практически так же, как индуктивность рассеяния трансформатора. При этом остаточная энергия в первичной обмотке при ее размыкании в сумме может составлять более 5% от общей энергии, накопленной в зарядном цикле.
Обычно для уменьшения амплитуды выброса используют два схемных варианта, которые показаны на Рисунке 6.
 |
|
| а) | б) |
| Рисунок 6. | |
Чтобы этого не произошло, используют разрядный резистор R1, причем такого номинала, чтобы к следующему выбросу на первичной обмотке конденсатор C1 был в значительной степени разряжен, т.к. от величины остаточного заряда в нем зависит суммарное напряжение на выходном электроде ключевого транзистора в следующем цикле.
Однако конденсатор C1 можно разряжать в лучшем случае только относительно положительной шины первичного источника и это обстоятельство ограничивает эффективность рассматриваемой схемы. Это объясняется на Рисунке 7, где условно показано, какие напряжения приложены к резистору R1. Из Рисунка 7 следует, что к R1 приложено не только остаточное напряжение выброса, выделившееся на конденсаторе C1, но и практически полностью все напряжение первичной обмотки в разрядном цикле.
 |
|
| Рисунок 7. |
С учетом этого допустим, что напряжение выброса на выходном электроде ключевого транзистора относительно положительной шины первичного источника не должно превышать удвоенного напряжения на первичной обмотке в разрядном цикле, которое составляет 100 В. Тогда постоянная времени ограничивающего выпрямителя составит примерно,
где Tпр – это длительность одного цикла преобразования. Если в таком случае мощность P, выделяющаяся в виде тепла за счет индуктивности рассеяния, составляет, например, 1 Вт, то чтобы напряжение C1 увеличилось на 100 В, его емкость должна составлять
поскольку
где E – энергия в индуктивности рассеяния за один цикл преобразования, ΔUC – напряжение на конденсаторе ограничителя, добавляемое к оставшемуся напряжению после разряда. При рабочей частоте конвертера fпр, к примеру, 50 кГц длительность периода преобразования Tпр составит 20 мкс, откуда можно вычислить сопротивление разрядного резистора R1. Оно составит
При этом мощность, отбираемая этим резистором от первичной обмотки, превышает 1 Вт, а суммарная, с учетом энергии в индуктивности рассеяния, составит около 2 Вт. Т.е. такой способ ограничения сопровождается потреблением части выходной мощности, которая выделяется на R1 вместе с энергией в индуктивности рассеяния.
Поэтому такой вариант обычно используют в преобразователях с выходной мощностью не более 30 – 40 Вт, то есть до тех пор, пока рассеиваемая на резисторе R1 мощность не превышает 2 – 3 Вт. При большей выходной мощности чаще используют вариант ограничителя, показанный на Рисунке 6б.
В этом варианте напряжение ограничителя, реализуемого обычно на стабилитронах или защитных диодах достаточной мощности, выбирается более высоким, нежели максимальное напряжение на первичной обмотке в разрядном цикле. При этом мощность, выделяющаяся на элементах ограничения, равна только энергии в индуктивности рассеяния, что является преимуществом по сравнению с первым вариантом.
Тем не менее, уровень этой мощности в конвертере, например, с мощностью 100 Вт, может достигать 5 и более Вт, что отрицательно отражается на тепловом режим всего конвертера, особенно, если тепловыделение остальных узлов сведено к минимуму.
Однако существует способ снижения мощности, рассеиваемой на элементах ограничителя любого типа. Для реализации этого способа в трансформаторе предусматривается дополнительная обмотка, имеющая по возможности сильное потокосцепление с первичной обмоткой. Обычно это условие выполняется путем размещения однослойной дополнительной обмотки между двумя соседними слоями первичной обмотки трансформатора. Дополнительная обмотка может иметь очень малый объем, поскольку передаваемая ею энергия, и, соответственно, средняя величина тока настолько же отличается от этих показателей для первичной обмотки, насколько индуктивность рассеяния меньше индуктивности первичной обмотки. Малый объем дополнительной обмотки 4 практически не уменьшает габаритную мощность и практически не усложняет конструкцию трансформатора 2, у которого появляется единственный дополнительный вывод.
Упрощенная принципиальная схема ключевого каскада конвертера, в котором используется такой способ, изображена на Рисунке 8. Элементы R2, C2, VD2 образуют стандартную схему ограничительного выпрямителя, элементы C1, VD1 введены дополнительно и подключены к дополнительной обмотке.
 |
|
| Рисунок 8. |
Конденсатор C1 и диод VD1 образуют выпрямитель, который является намного более эффективным по отношению ко всему магнитному потоку, создаваемому первичной обмоткой, по сравнению с выходным выпрямителем, поскольку из-за сильной связи между дополнительной и первичной обмотками может замыкать на емкость значительно бóльшую часть энергии магнитного поля, созданную ей в сердечнике трансформатора и в окружающем ее пространстве. Соответственно, энергия выброса напряжения на первичной обмотке трансформируется большей частью в дополнительную обмотку и заряжает конденсатор C1 дополнительного выпрямителя, при этом остаточная энергия выброса существенно уменьшается. Подавить выброс полностью с помощью такого способа удалось бы, видимо, только если бы первичная обмотка трансформатора и дополнительная обмотка были бы целиком намотаны в два провода. Но в таком случае объем первичной обмотки существенно увеличился бы, что привело бы к уменьшению максимальной выходной мощности используемого трансформатора. Кроме этого, существенно ухудшилась бы электропрочность первичной обмотки трансформатора. Поэтому число витков дополнительной обмотки обычно составляет не более 20% от числа витков первичной обмотки. Это упрощает конструкцию трансформатора и позволяет практически полностью сохранить его габаритную мощность. В таком случае остаточная мощность в выбросе обычно уменьшается в 4 – 6 раз. Остающийся выброс можно ограничить любой известной схемой ограничения без существенного выделения тепла. Однако следует отметить, что хотя число витков дополнительной обмотки не имеет существенного значения, тем не менее, его не следует значительно уменьшать по сравнению с указанным значением в 20%, поскольку в таком случае пропорционально возрастает пиковый ток заряда C1, а поэтому увеличиваются не только емкость и размеры этого конденсатора, но также и размеры диода VD1.
Поскольку обмотка дополнительного выпрямителя имеет значительно более сильную связь с первичной обмоткой по сравнению с обмоткой основного выпрямителя, а конденсатор C1 имеет во много раз меньшую емкость по сравнению с емкостью конденсаторов выходного фильтра, этот выпрямитель оказывается намного более эффективным тогда, когда неэффективен основной выпрямитель, т.е. в начале разрядного цикла, т.е. там, где происходит разряд энергии, содержащейся в индуктивности рассеяния. При этом, как и в схеме, показанной на Рисунке 6а, в конденсаторе C1 оказывается и небольшая часть полезной мощности. Поэтому, если этот конденсатор не разряжать, напряжение на нем через несколько тактов работы конвертера может сравняться с амплитудой выброса на индуктивности рассеяния без ограничения.
Однако если для разряда C1 использовать резистор, то энергия, запасенная в индуктивности рассеяния, будет превращаться в тепло. Кроме этого будет отбираться часть мощности от выходной обмотки. Иными словами, дополнительный выпрямитель станет аналогом схемы, показанной на Рисунке 6а. Поэтому для реализации предлагаемого способа разряд емкости дополнительного выпрямителя необходимо осуществлять непосредственно током заряда первичной обмотки трансформатора в каждом следующем такте преобразования, что позволило бы исключить потери активной энергии. Это возможно обеспечить, если напряжение на конденсаторе C1 дополнительного выпрямителя будет суммироваться с напряжением первичного источника, и эта сумма будет питающей для первичной обмотки трансформатора конвертера, что и реализовано в схеме, представленной на Рисунке 8.
При замыкании ключевого транзистора ток заряда первичной обмотки трансформатора проходит через конденсатор C1. При этом на верхнем по схеме выводе дополнительной обмотки потенциал положителен, диод VD1 заперт и все дополнительные элементы не оказывают никакого влияния на работу конвертера. После размыкания ключа напряжение на первичной обмотке меняется на обратное, при этом верхний по схеме вывод дополнительной обмотки оказывается соединенным через диод VD1 с положительной шиной первичного источника питания, а конденсатор C1 с другого конца этой обмотки заряжается положительным напряжением. Причем из-за сильной связи между первичной и дополнительной обмоткой значительная часть магнитной энергии, не поступающая к выходной обмотке, замыкается в этом конденсаторе. Оставшаяся часть энергии превращается в выброс напряжения на первичной обмотке, мощность которого значительно уменьшена.
После окончания такта разряда индуктивности первичной обмотки напряжение на конденсаторе C1 имеет такую полярность, что суммируется с напряжением первичного источника. При этом в момент замыкания ключа к первичной обмотке приложено напряжение, большее напряжения первичного питания. Из-за протекающего тока заряда первичной обмотки конденсатор C1 разряжается, а запасенная в нем энергия преобразуется в дополнительную энергию магнитного поля. В результате к моменту размыкания ключа конденсатор C1 оказывается разряженным и готовым к следующему циклу преобразования энергии, запасенной в индуктивности рассеяния. В случае, если емкость конденсатора C1 невелика и напряжение на нем за период замкнутого состояния ключа меняется на противоположное, этот конденсатор следует зашунтировать диодом, подключенным анодом к положительной шине первичного источника.
Следует отметить, что конденсатор C1 поглощает большую часть энергии, содержащуюся в индуктивности рассеяния, а также небольшую часть полезной энергии, и в течение следующего цикла заряда полностью отдает эту энергию индуктивности, что проявляется в ускорении ее заряда. Вследствие этого реактивная мощность, выделяемая на этом конденсаторе, довольно велика. При испытаниях установлено, что некоторые пленочные конденсаторы, используемые в качестве C1, в рабочем режиме заметно нагревались. Поэтому желательно использовать конденсаторы с хорошими показателями по реактивной мощности, например, полипропиленовые с соответствующими показателями по импульсному току. Кроме этого следует учитывать, что эффективность подавления выброса существенно зависит от номинала и качества используемых конденсаторов.
