Способы уменьшения тепловыделения в однотактных трансформаторных конвертерах. Часть 2

Журнал РАДИОЛОЦМАН, октябрь 2012

Часть 1

В.Я. Грошев

Теперь необходимо оценить влияние типа полупроводникового прибора, используемого в качестве основного ключевого элемента, или схемы его включения на тепловыделение однотактного сетевого конвертера. Для соответствующих испытаний использовалась схема автоколебательного конвертера с промежуточным драйвером нижнего плеча, которая является универсальной по отношению к ключевым транзисторам любого типа. Упрощенная принципиальная схема такого конвертера с полевым транзистором в качестве основного ключа представлена на Рисунке 4.

Рисунок 4.

Принцип работы этого конвертера следующий.

После подачи входного сетевого напряжения питания конденсатор C2 начинает заряжаться током через резистор R2. До тех пор, пока напряжение на этом конденсаторе с учетом делителя R3, R4 и R5, VD6 не превышает пороговое напряжение микросхемы DD1, генерация отсутствует и весь конвертер находится в отключенном состоянии. Такая особенность гарантирует, что работа конвертера начинается при сетевом напряжении, не меньшем некоторого значения, достаточного для надежной коммутации ключевого транзистора VT2, который в ином случае просто перегрелся бы из-за недостаточного напряжения управления на затворе. В интегральных конвертерах такая функция обычно выполняется специализированным блоком UVLO (Undervoltage lockout).

Кроме выполнения функции пускового, напряжение на конденсаторе C2 также является питающим для микросхемы неинвертирующего драйвера DD1. Поэтому, как только напряжение на его входе становится больше порогового уровня, положительный потенциал на выходе драйвера включает ключевой транзистор VT1. Напряжение на стоке ключевого транзистора мгновенно становится равным нулю, что приводит к появлению положительного напряжения на незаземленном выводе обмотки обратной связи, которое через резистор R6 и диод VD4 заряжает конденсатор C2 до рабочего напряжения, ограничиваемого стабилитроном VD2.

С этого момента режим работы конвертера становится автоколебательным, поскольку напряжение на входе порогового элемента скачком увеличивается и сохраняется на этом уровне до тех пор, пока напряжение на управляющей обмотке не изменит полярность. Т.к. напряжение на входе драйвера DD1 превышает его порог переключения, на его выходе продолжает удерживаться высокий уровень напряжения. Вследствие этого ключевой транзистор VT1 удерживается в насыщенном состоянии, и ток его стока начинает возрастать, а это приводит к возрастанию напряжения на резисторе R8 и общем электроде порогового элемента. Через интервал времени, определяемый индуктивностью первичной обмотки трансформатора, сумма порогового напряжения и напряжения на резисторе R8 становится большей, чем напряжение, создаваемое делителем R3, R4 и R5,VD6. Напряжение на выходе драйвера скачком становится равным нулю и ключевой транзистор мгновенно запирается. Однако напряжение на резисторе R8 из-за перезаряда внутренних емкостей ключевого транзистора начинает уменьшаться лишь через некоторое время. Экспериментально установлено, что этого времени достаточно, чтобы на входе драйвера DD1 напряжение успело уменьшиться за счет изменения полярности напряжения на базовой обмотке. Кроме этого, драйвер обладает свойствами триггера Шмидта, что также способствует предотвращению высокочастотной генерации. Однако, при необходимости, может быть реализована дополнительная задержка, которая обеспечивается с помощью конденсатора C4, который, образуя цепь емкостной положительной ОС между входом и выходом DD1, дает возможность зафиксировать выключенное состояние ключевого транзистора за счет изменения полярности напряжения на обмотке управления. Как только это происходит, нулевое состояние на выходе драйвера DD1 удерживается за счет тока через диод VD5.

По окончании разряда индуктивности на нагрузку напряжение на обмотке управления становится равным нулю, при этом ток через диод VD5 прекращается, а состояние драйвера меняется на обратное за счет появления положительного напряжения на делителе R3, R4 и R5,VD6. Таким образом, все временные параметры рабочего режима конвертера определяются индуктивностью первичной обмотки трансформатора.

Управление выходной мощностью в конвертере такого типа производится за счет уменьшения напряжения на делителе R3, R4 и R5, VD6, при этом в режиме больших мощностей регулируется длительность зарядного цикла, а при малых выходных токах конвертер переходит в режим прерывистой модуляции с циклическим прекращением автоколебаний.

Следует отметить, что для запуска конвертера ток через R2 должен иметь величину более 1 мА из-за значительного тока, потребляемого драйвером DD1 перед переключением. Поэтому для гарантированного включения при напряжении в сети менее 100 В необходимо использовать резистор R2 с номиналом примерно100 кОм, вследствие чего при напряжении в сети 240 В мощность, выделяемая на этом резисторе, превышает 1 Вт. Однако такая схема запуска необходима лишь в случае, если напряжение на входе конвертера при включении повышается медленно. При скачкообразной подаче питания – например, с помощью тумблера – последовательно с R2 можно включить электролитический конденсатор 2–3 мкФ на 400 В. В таком случае мощность на этом резисторе не рассеивается.

Однако использование эффективной схемы конвертера еще не является гарантией минимума мощности, рассеиваемой на ее ключевом элементе. Здесь следует напомнить, что общие потери мощности на любом полупроводниковом ключе делятся на две основные составляющие – динамическую и статическую. Мощность динамических потерь определяется как

где

C_EFF – эффективная выходная емкость ключевого транзистора,
f – рабочая частота конвертера,
U_OUT – полный размах напряжения на выходе ключевого транзистора,

т.е.

Статические потери при использовании в качестве ключа полевых транзисторов определяются по соотношению

где

R_K – сопротивление канала насыщенного ключа,
I_M – максимальный ток через ключ,
U₁ – напряжение на индуктивности в зарядном цикле,
U₂ = U_ВЫХ·k_TR – напряжение на индуктивности в разрядном цикле.

С учетом этого общая мощность, выделяющаяся на ключевом полевом транзисторе, составляет:

откуда следует, что первым условием минимальной мощности, рассеиваемой на ключевом полевом транзисторе, является выбор его по минимальному значению произведения C_OUT·R_K при заданном допустимом напряжении на стоке транзистора. Поскольку это произведение уменьшается при уменьшении предельно допустимого напряжения на стоке, для уменьшения тепловыделения следует использовать транзисторы с минимально возможным допустимым предельным напряжением сток-исток, которое еще позволяет преобразователю нормально функционировать при максимальном входном напряжении.

Здесь необходимо отметить, что C_OUT и R_K однозначно связаны друг с другом, т.к. оба эти параметра в основном определяются геометрическими размерами канала полевого транзистора. При этом их величины обратно пропорциональны, поскольку для снижения сопротивления во включенном состоянии приходится увеличивать ширину канала, а это приводит к пропорциональному возрастанию выходной емкости. Вследствие этого произведение C_OUT·R_K для любых транзисторов с одинаковым допустимым напряжением на стоке будет примерно постоянным. Например, по результатам анализа параметров транзисторов разных типов с допустимым напряжением на стоке 600 В, величина этого произведения составляет ориентировочно 200 Ом×пФ. Очевидно, что в таком случае представленное выше выражение имеет минимум при равенстве правой и левой частей суммы, откуда можно найти параметры транзистора, обладающего наилучшими параметрами для данного конвертера при заданной максимальной выходной мощности:

следовательно

где

10¹² – это нормирующий коэффициент для получения результата в пикофарадах, деленных на Омы.

При вычислениях следует учесть, что C_EFF имеет в 2–2.5 раза меньшую величину по сравнению с выходной емкостью транзистора C_OUT, измеренной при напряжении на стоке 25 В на частоте 1 МГц. Сведения по значению C_EFF для некоторых транзисторов приводятся в технической документации, причем величина C_OUT /C_EFF, видимо, не сильно отличается для разных транзисторов вследствие большого сходства зависимости C_OUT от величины напряжения между стоком и истоком для любых полевых транзисторов с одинаковым предельно допустимым напряжением на стоке.

Для получения оптимальных с точки зрения минимального тепловыделения характеристик конвертера целесообразно придерживаться следующей последовательности действий. Измерив значения f и I_M в реальном конвертере при использовании в качестве ключа произвольного полевого транзистора достаточной мощности, можно определить параметры оптимального ключа, используя следующие соотношения:

где

Таким образом, минимизировать потери на ключевом полевом транзисторе можно путем подбора наиболее подходящего транзистора. Практические испытания конвертера (Рисунок 4) показали, что замена транзистора IRF840 с сопротивлением 0.85 Ом и выходной емкостью 310 пФ на транзистор IRFBC30A с оптимальными параметрами (сопротивление в насыщенном состоянии 2.2 Ома и выходная емкость 86 пФ), при I_M ≈ 1 A и f = 52 кГц позволяет снизить температуру ключевого транзистора с радиатором площадью ~8 см² с 91 до 66 °С. Вследствие этого интегральные конвертеры со встроенным ключом в большинстве случаев имеют неоптимальные характеристики по тепловыделению, в той или иной степени уступая конвертерам с внешним ключом, которые допускают подбор оптимального ключевого транзистора под каждую конкретную задачу. Поэтому, невзирая на наличие многочисленных интегральных конвертеров с принудительным тактированием, применение устройств, выполненных в соответствии с Рисунком 4, вследствие их простоты и эффективности, свойственных автоколебательным конвертерам, вполне целесообразно.

Однако известно, что биполярные транзисторы обладают одновременно и меньшим сопротивлением во включенном состоянии, и меньшей выходной емкостью по сравнению с полевыми. Например, у транзистора MJE18004 произведение R_НАС·C_OUT равно всего 0.15 Ом × 30 пФ (величина емкости соответствует напряжению коллектор-эмиттер 25 В, а величина сопротивления вычислена для тока коллектора 1.5 А), что почти в 50 раз лучше, чем у полевых транзисторов с аналогичными мощностными характеристиками. При этом основная часть потерь при использовании биполярных транзисторов в качестве ключа по сведениям из литературных источников связана с остаточным зарядом в базе при переключении. В то же время известны рекомендации по уменьшению влияния этого заряда на скорость переключения биполярных транзисторов, содержащиеся, например, в [2], [3].

В связи с этим для экспериментальной оценки эффективности этих рекомендаций был реализован преобразователь с биполярным ключевым транзистором, в котором не только полностью реализованы все рекомендации данной статьи, но также рекомендации, изложенные в упомянутых литературных источниках.

Упрощенная принципиальная схема экспериментального конвертера приведена на Рисунке 5.

Рисунок 5.

Общий принцип функционирования этого устройства практически не отличается от рассмотренного выше для конвертера, представленного на Рисунке 4, за исключением способа управления ключевым транзистором. В этом устройстве драйвер DD1 лишь инициирует включение ключевого транзистора VT2 через цепь R8, C5 и диод VD8. Основной же ток базы поступает с обмотки обратной связи через дроссель L1 и диод VD7. Использование такого решения позволило до минимума уменьшить ток с выхода драйвера DD1 и, соответственно, уменьшить ток, потребляемый этой микросхемой от источника ее питания.

Из упомянутых выше литературных источников известно, что для ускорения вывода биполярных транзисторов из насыщения необходим источник отрицательного смещения. Такой источник реализован путем подключения нижнего по схеме вывода обмотки обратной связи TR1 к стабилитрону достаточной мощности VD10 и конденсатору C6. Этот источник напряжением 2.4 В заряжается током базы ключевого транзистора в течение цикла заряда индуктивности.

Поскольку во время зарядного цикла на выходе драйвера DD1 постоянно поддерживается высокий уровень напряжения, после его завершения конденсатор C5 оказывается заряженным до напряжения вспомогательного источника питания минус падение на VD8 и базовом переходе VT2. Поэтому, когда на выходе DD1 устанавливается низкий уровень, диод VD8 запирается и на затворе транзистора VT1 формируется большое отрицательное смещение, полностью открывающее этот транзистор. Поскольку внутреннее сопротивление транзистора IRLML6402 составляет всего 50 мОм, база VT2 замыкается на источник отрицательного смещения, что теоретически должно обеспечить быстрое удаление заряда, содержащегося в коллекторно-базовом переходе.

Кроме этого, транзистор VT1 подключает базовый дроссель L1 к обмотке обратной связи, а поскольку постоянная времени R8, C5 выбрана достаточно большой, это подключение поддерживается в течение всего цикла разряда индуктивности первичной обмотки на нагрузку. При этом вся энергия, накопленная в дросселе L1 в течение зарядного цикла, также передается в нагрузку. Таким образом, все рекомендации, изложенные в данной статье и в упоминаемых литературных источниках, полностью соблюдены.

В результате проведенных испытаний установлено, что никакого выигрыша по сравнению с конвертером, схема которого показана на Рисунке 3 и в котором нет ни отрицательного источника, ни специального транзистора для удаления заряда из базы ключевого транзистора, обеспечить не удалось. Более того, мощность, рассеиваемая на ключевом транзисторе в этом устройстве, имеет существенно меньшее значение, чем в экспериментальном образце, схема которого представлена на Рисунке 5 и меньше этого показателя для конвертера, представленного на Рисунке 4, при использовании оптимального ключевого полевого транзистора. В абсолютно одинаковых условиях, при равной выходной мощности 30 Вт, примерно одинаковой рабочей частоте и при использовании одного и того же радиатора общей площадью 26 см² температура ключевых транзисторов в конвертерах, представленных на Рисунках 3, 4, 5 составила 46 °С, 51 °С и 78 °С, соответственно. Иными словами, в конфигурации, показанной на Рисунке 3, биполярный ключ по эффективности превосходит МОП транзистор и намного превосходит биполярный ключ, выполненный с соблюдением рекомендаций, изложенных в [2], [3]. Следовательно, эти рекомендации эффективны только по отношению к устройствам, подобным описанным в [1], и затраты на их реализацию не оправдывают получаемый положительный эффект от их использования.

Причем конвертеры, выполненные по Рисунку 3, испытывались в различных вариантах – при использовании в качестве ключевого транзисторов ST13003 и MJE18004, с разной выходной мощностью, с разными трансформаторами и в разном конструктивном исполнении. И хотя точные измерения температуры произведены лишь в одном случае, по косвенным данным можно заключить, что повторяемость эффекта абсолютная. Таким образом, на основании проведенных исследований приходится признать, что конвертер, схема которого приведена на Рисунке 3, обладает феноменальными свойствами, которые противоречат существующим представлениям, при этом его использованию в высоковольтных преобразователях с целью экономии энергии или уменьшения тепловыделения при преобразовании электрического тока, по всей видимости, нет альтернативы.

Литература

1. Грошев В.Я. «Модернизация маломощного зарядного устройства» 
2. С. Соклоф. «Аналоговые интегральные схемы». М. «Мир». 1988 г.
3. Motorola. Semiconductor technical data. MJE18004 – MJF18004.

Часть 3