Журнал РАДИОЛОЦМАН, декабрь 2012
В.Я. Грошев
Еще одним источником тепла в конвертере является выходной выпрямитель. Если используется диодный выпрямитель, то мощность, рассеиваемая на выпрямительном диоде, составляет
С учетом того, что Uд.пр не может быть меньше примерно 0.5 В даже при использовании диодов Шоттки, при больших выходных токах Iвых.ср потери мощности на выпрямительном диоде могут превысить все остальные потери в конвертере.
Известным способом снижения мощности на элементах выходного выпрямителя является использование синхронного выпрямления, когда в качестве выпрямительного ключа используется управляемый ключ, замыкаемый синхронно с размыканием основного коммутирующего ключа конвертера. Такой способ позволяет в десятки раз снизить тепловыделение выпрямительной секции конвертера.
Однако основной проблемой при реализации синхронного выпрямления является обеспечение включенного состояния выпрямительного элемента только тогда, когда напряжение на вторичной обмотке трансформатора превышает текущее напряжение на конденсаторах фильтра. Такое условие автоматически выполняется при использовании неуправляемых диодных выпрямителей, и если его не обеспечить, то через управляемый ключ выпрямителя начинает протекать ток в обратном направлении, который не заряжает, а разряжает конденсаторы фильтра, с соответствующим ухудшением КПД выпрямителя и с вероятностью выхода его из строя. Поэтому в интегральных устройствах с синхронным выпрямлением предусматривается специальный быстродействующий компаратор для определения интервала, в котором напряжение вторичной обмотки превышает напряжение на конденсаторах фильтра, выход которого включает управляемый ключ. Причем, поскольку входы этого компаратора подключены к входу и выходу управляемого ключа, то требованиями к компаратору являются очень большой допустимый диапазон входных дифференциальных сигналов (десятки вольт), высокая точность, поскольку после замыкания выпрямительного ключа на нем может оставаться очень малое напряжение – не более десятков милливольт, а также высокое быстродействие (десятки наносекунд). Вследствие этого выпрямители подобного типа работают тем хуже, чем лучше качество используемого управляемого ключа, поскольку при уменьшении напряжения переключения ухудшаются скоростные характеристики любого компаратора.
Естественно, что для недорогих сетевых преобразователей подобные усложнения неприемлемы и, в подавляющем большинстве, таких устройств используются диодные выпрямители.
Однако существует способ снижения мощности потерь на выпрямительной секции конвертера без использования специализированных дорогих интегральных компонентов и, соответственно, без существенного его удорожания. Полная принципиальная схема выпрямительной секции, построенная на основании этого способа, представлена на Рисунке 9.
 |
|
| Рисунок 9. |
Для реализации такого выпрямителя, вероятно, можно обойтись без вторичной обмотки на дросселе DR1, подключив верхний по схеме вывод конденсатора C8 непосредственно к положительной клемме конденсатора C6, а оба эмиттера VT4 соединив с общей шиной через низкоомные резисторы (~50 Ом). Такая реализация схемы выпрямления является единственно возможной, если применение сглаживающего дросселя не предполагается. Однако амплитуда пульсаций на выходе такой схемы выпрямления при мощности в несколько десятков ватт может достигать неприемлемой величины, поэтому в таком виде устройство не реализовывалось и не тестировалось. Кроме этого, в таком исполнении снижается коэффициент передачи в петле регулирования, от которого напрямую зависит эффективность представленного на Рисунке 9 выпрямителя, т.е. увеличивается выделяемая на нем мощность, что разъясняется ниже. Поэтому с целью получения максимальной эффективности рекомендуется использовать П-образный фильтр с дросселем, на котором выполняется повышающая вторичная обмотка с коэффициентом трансформации в пределах 3 – 5. Выполнить такую обмотку несложно с учетом того, что при мощности в несколько десятков ватт сглаживающий дроссель содержит обычно не более 10 – 15 витков. При этом вторичная обмотка наматывается непосредственно поверх обмотки готового дросселя.
Устройство функционирует следующим образом.
С момента начала работы конвертера выпрямительная секция представляет собой обычный неуправляемый диодный выпрямитель, в котором задействованы диод, входящий в состав транзистора VT3 и П-образный фильтр, выполненный на C6, DR1 и C9. Другие элементы пассивны, так как им не хватает напряжения питания.
По мере увеличения выходного напряжения конвертера начинают включаться остальные элементы выпрямительной секции. При этом на входе драйвера DD2 устанавливается напряжение приблизительно 0.7 В, что обеспечивается как использованием пары согласованных транзисторов VT4 в качестве компаратора, так и точным равенством резисторов, соединяющих их с положительной шиной вспомогательного источника питания, выполненного на элементах VD10, R10, C7 и VD11, который используется также для питания драйвера DD2.
В качестве DD2 используется стандартный драйвер нижнего плеча с пороговым напряжением переключения по входу примерно 2 В. Вследствие того, что начальное напряжение на выходе компаратора меньше этого уровня, при отсутствии внешних сигналов между входами компаратора на VT4 на выходе драйвера DD2 поддерживается низкий уровень напряжения. Соответственно выпрямительный ключ VT3 разомкнут.
Несмотря на то, что сигнал подается на эмиттер усилительного транзистора VT4, вторичная обмотка дросселя DR1 имеет настолько низкое выходное сопротивление по сравнению с входным сопротивлением транзисторной сборки VT4, что в предлагаемом включении коэффициент его усиления может достигать нескольких десятков при достаточно широкой полосе усиления на полной мощности, что определяется особенностями используемой структуры компаратора.
Если на выходе конвертера нагрузка отсутствует, то при широтно-импульсной модуляции пульсаций выходного напряжения нет, и все элементы выпрямителя, за исключением встроенного в транзистор VT3 диода и элементов фильтра, остаются пассивными. Более того, это состояние сохраняется и при подключении относительно высокоомных нагрузок к выходу выпрямителя, поскольку амплитуда возникающих пульсаций на конденсаторе фильтра С6 оказывается недостаточной для превышения выходным напряжением компаратора порогового напряжения драйвера DD2. Однако в таких условиях на встроенном диоде выделяется настолько малая мощность, что в его шунтировании МОП транзистором VT3 нет никакой необходимости.
При увеличении выходного тока пульсации возрастают, вследствие чего начинает открываться транзистор VT3, замыкая через себя большую часть тока нагрузки. Однако если в качестве конденсатора фильтра С6 использовать идеальный конденсатор, то выпрямитель не смог бы функционировать, поскольку пульсации имели бы параболическую форму, а для правильного функционирования необходима форма пульсаций, повторяющая форму выходного тока преобразователя, т.е. треугольная. Такую форму пульсаций можно получить при использовании электролитических конденсаторов, величина активного сопротивления потерь которых вполне соответствует обеспечению правильного функционирования представляемого выпрямителя без дополнительных элементов. При использовании пленочных или керамических конденсаторов может потребоваться дополнительный внешний резистор, включенный последовательно с конденсатором, однако такие конденсаторы в качестве элементов основного фильтра в достаточно мощных конвертерах практически не используются.
Вследствие треугольной формы пульсаций с крутым передним фронтом, выделяющихся на первичной обмотке дросселя DR1, МОП транзистор VT3 включается почти без задержки, шунтируя встроенный диод на все время, пока ток через выпрямитель имеет значительную величину. В результате мощность, выделяемая на встроенном диоде, значительно снижается, общий КПД увеличивается, причем, в отличие от синхронных, показанный на Рисунке 9 управляемый выпрямитель может иметь сколь угодно малое падение на выпрямительном ключе VT3 без ухудшения характеристик выпрямления.
Однако напряжение пульсаций имеет однополярный характер, а цепь передачи напряжения пульсаций имеет индуктивную связь с основной обмоткой дросселя DR1, при этом постоянная составляющая сигнала теряется. Такая особенность является полезной для упрощения структуры управляемого выпрямителя, т.к. из-за этого появляется возможность исключить громоздкие схемы передачи постоянного уровня и выполнить компаратор исключительно простым. Однако вследствие этого выпрямительный ключ VT3 замкнут не все время, пока существует выходной ток, а в течение меньшего времени, которое к тому же зависит от скважности выходного напряжения импульсного коммутатора в высоковольтной секции. В результате через встроенный в VT3 диод всегда протекает некоторая часть выпрямленного тока.
Поэтому для улучшения эффективности управляемого выпрямителя используется схема восстановления постоянной составляющей, которая на Рисунке 9 содержит элементы VT2, C8, R9, R11. Как показали испытания, эффективность показанной на Рисунке 9 схемы выпрямления в полном составе исключительно высока, и такая схема по комплексу характеристик (эффективности, цене и размерам) делает применение выпрямительных диодов в составе DC-DC конвертеров с большой величиной выходного тока совершенно неоправданным.
Однако и без схемы восстановления постоянной составляющей выигрыш в рассеиваемой мощности на выпрямителе, схема которого показана на Рисунке 9, все равно оказывается существенным. Это объясняется тем, что при треугольной форме выходного тока на вторичной обмотке трансформатора уменьшается не только среднее значение тока через встроенный диод VT3, но и существенно уменьшается время протекания этого тока, т.е. увеличивается скважность. Поэтому при использовании транзистора VT3 в корпусе SO8 и величине выпрямленного тока примерно до 5 А рабочая температура выпрямителя без R9, R11, VT2 и C8 не превышает 60 °С. Следовательно, в таких условиях вполне возможно использовать показанное на Рисунке 9 устройство без элементов восстановления постоянной составляющей вследствие его простоты и достаточно высокой эффективности. Незаземленный конец вторичной обмотки дросселя DR1 в таком случае напрямую подключается к свободному эмиттеру сдвоенного транзистора VT4.
Следует обратить внимание, что при использовании показанной на Рисунке 9 схемы полный размах напряжения на выходной обмотке конвертера должен быть меньше предельно допустимого напряжения сток-исток используемого выпрямительного ключа. Определить размах напряжения на выходной обмотке трансформатора можно по формуле
где
U2 – размах напряжения на вторичной обмотке,
U1max – максимальное первичное напряжение,
kTR – коэффициент трансформации между первичной и выходной обмотками,
UOUT – выходное напряжение конвертера.
При контроле тепловыделения выпрямителя следует учитывать, что поскольку при проектировании конвертеров делается все возможное для уменьшения электрического сопротивления между вторичной обмоткой трансформатора и выпрямляющим элементом, тепловое сопротивление между этими элементами оказывается также очень небольшим, вследствие чего температура выпрямителя зависит не только от эффективности используемой схемы, но и находится в сильной зависимости от температуры трансформатора. Это особенно заметно, если собственное тепловыделение выпрямителя невелико.
И, наконец, последним по счету, но не последним по тепловыделению является трансформатор конвертера. К сожалению, уменьшить потери на этом элементе за счет более совершенной схемотехники невозможно и единственным путем уменьшения тепловыделения при сохранении всех остальных параметров конвертера неизменными является использование более совершенных магнитных материалов. Поэтому все рекомендации по уменьшению рассеиваемой трансформатором мощности, даваемые ниже, связаны с изменением тех или иных параметров конвертера.
Во-первых, следует использовать сердечник максимально возможного объема, который еще не увеличивает заданный объем всего конвертера. Это при той же рабочей частоте позволит не только обеспечить более низкое сопротивление обмоток, но и меньшее значение индукции в сердечнике. В случае если такой сердечник уже выбран, но нагрев трансформатора все равно чрезмерен, следует попытаться найти такое решение, при реализации которого габариты конвертера увеличиваются в минимальной степени.
Одним из способов снижения нагрева трансформатора без существенного изменения других параметров конвертера является увеличение только площади сечения среднего стержня сердечника трансформатора (имеется в виду Ш-образные сердечники). Это объясняется тем, что при квадратном сечении среднего стержня сердечника любое увеличение площади этого сечения почти всегда сопровождается увеличением и остальных габаритов сердечника, что в конечном итоге может приводить к существенному увеличению объема всего конвертера. Поэтому наилучшим способом такого увеличения является использование среднего стержня прямоугольного сечения, которое обеспечивается путем использования двух одинаковых сердечников.
Причем, если
S1 = 2S0,
а
n1 = 0.5n0,
где
S0 и n0 – сечение среднего стержня и число витков основной обмотки исходного трансформатора,
S1 и n1 – те же параметры для трансформатора на двойном сердечнике,
то новый трансформатор будет иметь вдвое большую мощность при сохранении рабочей частоты конвертера, поскольку
где
Im0, Im1 – максимальные токи через основную обмотку трансформатора на одном и двух сердечниках, соответственно,
U – напряжение, приложенное к основной обмотке трансформатора,
TЗ - длительность зарядного цикла.
Индуктивность нового трансформатора равна половине исходного потому, что при вдвое меньшем числе витков индуктивность уменьшается вчетверо, а за счет вдвое большего сечения двух сердечников увеличивается вдвое.
При использовании другого типоразмера сердечника с увеличенным вдвое сечением среднего стержня в общем случае мощность возрастает больше, чем в два раза, поскольку возрастает не только сечение сердечника, но и площадь окна, т.е. сечение обмоток. Однако в случае использования двух сердечников изменяется всего один линейный размер трансформатора, а два других остаются неизменными. Например, при замене одного сердечника E20×10×6 на два при вертикальной конструкции каркаса общая ширина трансформатора увеличивается менее чем на 6 мм, при сохранении длины и высоты. Если в таком случае оставить намоточные данные трансформатора без изменения, то рабочая частота конвертера уменьшится вдвое, а если число витков всех обмоток уменьшить примерно в полтора раза, то рабочая частота конвертера сохранится, но индукция в сердечнике также уменьшится в полтора раза, а кроме этого, обмотки можно выполнить более толстым проводом. Очевидно, что в обоих случаях тепловыделение трансформатора существенно уменьшится при минимальном увеличении площади печатной платы – не более 6 мм по одному габаритному размеру и практически без изменения трассировки. Зачастую же с учетом снижения тепловыделения при использовании трансформатора с двойным сердечником удается и вообще избежать увеличения размеров конвертера за счет более плотной компоновки его элементов.
Чтобы обеспечить более равномерный нагрев элементов конвертера при использовании ключевых полевых транзисторов целесообразно придерживаться следующего правила: потери энергии на внутреннем сопротивлении первичной обмотки трансформатора не должны превышать потерь энергии на внутреннем сопротивлении замкнутого МОП ключа. Это объясняется тем, что хотя объем трансформатора существенно превышает объем коммутирующего ключа, а допустимый перегрев трансформатора намного более безопасен, нежели перегрев коммутирующего транзистора, тем не менее, даже при сопротивлении вторичной обмотки, составляющем
мощность, рассеиваемая на обмотках трансформатора, оказывается уже вдвое большей по сравнению с ключом.
Здесь
Rin, Rout – сопротивления первичной и вторичной обмоток, соответственно,
kTR = win / wout – коэффициент трансформации.
Но при этом значительная мощность рассеивается и в сердечнике трансформатора, причем тем большая, чем выше частота преобразования и больше индукция в сердечнике. Например, в диапазоне частот преобразования 50 – 100 кГц и при стандартном уровне магнитного поля для ферритов в 200 мТ эти потери составляют 0.5 – 1 Вт для сердечника E20×10×6 (Epcos). Если это условие обеспечить невозможно, следовательно выбранный типоразмер сердечника мал и его желательно увеличить.
И, наконец, радикальным путем снижения тепловыделения при использовании ключевых транзисторов любого типа является уменьшение частоты преобразования. При этом следует учитывать, что обычно повышение рабочей частоты оправдывается уменьшением объема конвертера. На самом деле это не совсем так, поскольку, например, повышение рабочей частоты настолько же увеличивает тепловыделение трансформатора меньшего размера, насколько оно увеличивается за счет применения того же сердечника на более низкой частоте за счет увеличения индукции. Иными словами, вместо увеличения частоты преобразования для уменьшения размеров трансформатора, достаточно использовать трансформатор уменьшенных габаритов на той же частоте, увеличив величину индукции в сердечнике. Хотя, конечно, такая альтернатива ограничена величиной предельной индукции. Если же для этой цели повышать частоту преобразования, то увеличивается нагрев не только трансформатора, но и других элементов конвертера. Поэтому чаще всего освобождающийся при повышении рабочей частоты объем конвертера приходится заполнять охлаждающими элементами.
Это касается и объема фильтрующих электролитических конденсаторов, емкость и объем которых определяются не рабочей частотой конвертера, а внутренним активным сопротивлением конденсаторов. Следовательно, увеличение частоты преобразования выше 50 – 70 кГц для сетевых конвертеров средней мощности не дает существенного выигрыша в объеме и практически всегда лишь увеличивает тепловыделение, что приводит к снижению надежности, а поэтому нежелательно.
