Журнал РАДИОЛОЦМАН, январь 2015
Ilija Uzelac
EDN
В этой статье описан простой, проверенный и надежный метод заряда батарей конденсаторов большой емкости, использующий последовательное соединение нескольких MOSFET, чтобы увеличить общее напряжение пробоя по сравнению с напряжением пробоя отдельного транзистора.
Когда к источнику питания подключена большая емкостная нагрузка, начальный бросок тока, если его не ограничить, при высоком напряжении источника может достигать десятков и сотен ампер. В типичном случае предельно допустимые режимы источника питания могут быть кратковременно превышены во много раз, но, как правило, это допустимо, если переходный процесс длится не более нескольких циклов сетевого переменного напряжения. Обычно это справедливо для емкостей нагрузки, не превышающих нескольких сотен микрофарад, но если к источнику подключены тысячи микрофарад, потребуется ограничитель пускового тока.
В качестве такого ограничителя очень удобно использовать управляемый токовый элемент на основе MOSFET. Рассмотрим хотя бы такой пример. Допустим, поставлена задача заряда батареи конденсаторов током 1 А от выпрямленного сетевого напряжения 240 В. Для схемы на одном P-канальном MOSFET потребовался бы прибор, способный пропускать ток 1 А при напряжении сток-исток (|VDS|) порядка 330 В, что превышает область безопасной работы большинства транзисторов. Например, транзистор IXTQ10P50P при максимальной температуре перехода 150 °C и |VDS| = 250 В может управлять током 200 мА, но если |VDS| < 100 В, допустимый ток увеличивается до 2 А и более. Это ограничение можно обойти, если включить несколько P-канальных MOSFET последовательно.
На Рисунке 1 представлена схема с тремя последовательно соединенными P-канальными MOSFET. Если пренебречь падением напряжения на R1, входное напряжение можно считать примерно равным потенциалу истока Q2. Кроме того, потенциал затвора Q2 равен входному напряжению, за вычетом 6.2 В, падающих на стабилитроне D1, плюс некоторое падение напряжения на резисторе R3. Резисторы делителя напряжения R5, R6 и R7 гарантируют, что напряжения |VDS| каждого MOSFET будут примерно одинаковы, составляя порядка 1/3 от разности между входным и выходным напряжением. Сопротивление R5 специально выбрано чуть бóльшим, чем сопротивления R6 и R7, поскольку потенциал затвора Q2 примерно на 5 В ниже входного напряжения. Такая поправка выравнивает напряжения |VDS| даже лучше, чем, если бы R5, R6 и R7 были равны. R4 удерживает транзистор Q2 в закрытом состоянии во время включения и выключения питания.
 |
| Рисунок 1. |
При включении питания Q2 находится в открытом состоянии за счет напряжения |VGS2| = 6.2 В, поддерживаемого между его истоком и затвором стабилитроном D1. Q3 и Q4 также открыты, поскольку текущий через резисторы R5-R7 ток заряжает их емкости затвор-исток. Ток заряда батареи конденсаторов измеряется резистором R1 и регулируется через цепь обратной связи, образованную элементами R1, Q1, R3 и Q2. Когда напряжение между эмиттером и базой Q1 достигает уровня, достаточного для его включения, или, что тоже, когда зарядный ток достигнет 1 А, транзистор начнет открываться. Но, поскольку |VGS2| = 6.2 – R3 × IC(Q1), любое увеличение IC(Q1) вызывает уменьшение |VGS2|. (Здесь IC(Q1) – ток коллектора Q1). Из-за этого уменьшается выходной ток, вследствие чего, в свою очередь, уменьшается падение напряжение на R1, и, таким образом, цепь отрицательной обратной связи замыкается.
На Рисунке 2 показан характер изменения во времени напряжения на батарее конденсаторов общей емкостью 40,000 мкФ, заряжаемой от 0 В до 300 В, для двух различных случаев: с емкостью C1 и без нее. При отсутствии конденсатора C1 конденсаторная батарея за время каждого полуцикла выпрямленного напряжения заряжается только частично, а именно тогда, когда входное напряжение больше, чем сумма выходного напряжения и падения напряжения на трех MOSFET, равного приблизительно 15 В. Из-за этого наклон кривой не остается постоянным.
 |
| Рисунок 2. |
Добавление в схему конденсатора C1 дает зарядной схеме возможность работать с более постоянным входным напряжением.
Расчет емкости C1
C1 разряжается со скоростью dV/dt = I/C = 10 В/мс. Это почти на порядок медленнее, чем скорость изменения входного синусоидального напряжения при частоте полуциклов 120 Гц, спадающего от 300 В до 0 В за 4.17 мс. По этой причине с момента, когда входное напряжение достигает максимального значения VMAX, и до тех пор, пока входное напряжение не превысит напряжение VC1 на C1 в процессе нарастания полуволны 120 Гц, батарея конденсаторов заряжается только от C1. Поскольку C1 разряжается постоянным током 1 А, длительность tD интервала его разряда можно вычислить по формуле
 |
(1) |
В этом временнóм интервале входное напряжение изменяется от 330 В до нуля и нарастает до VC1:
 |
(2) |
Решая эти два уравнения относительно VC1, находим, что C1 разряжается примерно до 265 В. Из того, что падение напряжения на трех MOSFET составляет приблизительно 15 В, следует, что после 250 В напряжение на батарее конденсаторов увеличиваться линейно не может. Это объясняет отклонение зависимости от линейной, изображенной на Рисунке 2 пунктирной линией.
Описанная схема является лишь частью сложного устройства – изготовленного нами дефибриллятора для научных исследований [1]. В течение последних двух лет она подтвердила свою надежность сотнями циклов заряда и сотнями часов работы с быстрыми разрядами батареи конденсаторов. Схема испытывалась при входном напряжении 280 В с.к.з., и надежно работала при температуре теплоотвода, достигавшей 70 °C. Область использования предложенной схемы, разумеется, не ограничивается лишь теми напряжениями и токами, которые указаны в статье. Максимальное входное напряжение и зарядный ток могут быть увеличены удлинением цепочки P- канальных MOSFET. Недостатком схемы является падение напряжения на каждом MOSFET, составляющее примерно 5 В. Увеличение емкости конденсатора C1 свыше 100 мкФ делает зарядную кривую более линейной в области еще бóльших напряжений. И, конечно же, входное напряжение может быть постоянным.
Ссылки
Купить IXTQ10P50P на РадиоЛоцман.Цены
