Несмотря на то, что схема подходит для нетребовательных приложений, она имеет ряд недостатков, которые могут сузить область ее применения. Коэффициент передачи тока транзистора Дарлингтона (который может значительно отличаться от прибора к прибору и изменяться от температуры) имеет большое влияние на постоянную времени схемы, что делает схему непригодной для приложений, требующих точного контроля времени включенного состояния. Точно так же на это время влияют изменения напряжения питания.
Помимо этого, из-за того, что коллекторный ток пары Дарлингтона уменьшается постепенно, MOSFET выключается относительно медленно. Этот эффект можно увидеть на осциллограмме на Рисунке 4, где показан выходной сигнал схемы, питаемой от источника 15 В с нагрузкой 500 Ом, при использовании в качестве Q2 MOSFET FDS6675A (R4 = 1 МОм). Обратите внимание, что для перехода от 15 В (включенное состояние) к 0 В (выключенное состояние) выходу требуется почти три миллисекунды. Столь медленное выключение может быть приемлемым для небольших нагрузок, но для MOSFET, коммутирующих большие токи, такое поведение не является идеальным.
 |
|
| Рисунок 4. | Медленное выключение может быть приемлемым при небольших нагрузках. |
Усовершенствованный вариант схемы показан на Рисунке 5, где транзистор Дарлингтона заменен сдвоенным компаратором с открытым стоком/коллектором (IC1), а резистор R5 заменен делителем напряжения R4-R5. Делитель R6-R7 определяет величину опорного напряжения VREF (постоянную долю напряжения питания компаратора VCS), задающего стабильные пороги переключения обоим компараторам.
 |
|
| Рисунок 5. | Усовершенствованная схема обеспечивает точную выдержку времени, быстрое переключение и устойчивость к изменениям напряжения питания. |
При первом нажатии кнопки Sw1 транзистор Q2 включается, подавая питание на нагрузку, а также открывая диод D1, обеспечивающий компараторы напряжением питания VCS. Теперь, если R4/R5 = R6/R7, напряжение VX будет немного больше, чем VREF, что приведет к включению выходного транзистора компаратора IC1a. Его выходное напряжение становится низким (близким к 0 В), и падение напряжения на резисторе R3, создаваемое выходным током, обеспечивает открывающее напряжение затвора Q2.
Теперь схема фиксируется во включенном состоянии, времязадающий конденсатор C4 начинает заряжаться через резистор R8, и напряжение VC на нем начинает экспоненциальный рост. В момент, когда напряжение VC чуть превысит VREF, компаратор IC1b переключится, и его выходной транзистор откроется, уменьшая напряжение VX до 0 В. Выходной транзистор компаратора IC1a закрывается, и, поскольку открывающее напряжение на затворе Q2 больше не поддерживается, MOSFET выключается, и переключатель разблокируется. Теперь C4 относительно быстро разряжается через цепь D2-R6-R7. Как и в более простой схеме, переключатель можно разблокировать в любой момент, просто нажав на кнопку.
Блокировочный диод D1 выполняет двойную функцию. Он изолирует R2 от заряда, накопленного в конденсаторе C2, когда Q2 выключается, тем самым гарантируя правильное размыкание переключателя. Кроме того, он предотвращает быстрый разряд конденсатора C2 (и C4) через нагрузку при выключении переключателя. Это обеспечивает небольшое время, в течение которого сохраняется питание компараторов после выключения Q2, гарантируя тем самым упорядоченное выключение схемы. Питание компараторов от выхода переключателя, а не от напряжения питания, удовлетворяет основному требованию всех схем, описанных в этой статье, а именно тому, что (как и у механического переключателя) потребляемая мощность в выключенном состоянии равна нулю.
Ниже показаны формулы для расчета времязадающей цепи схемы на Рисунке 5, в которой IC1 = TLC393, R4 = R6 = 10 кОм, R5 = R7 = 22 кОм и +VS = 15 В. Обратите внимание, что VCS выпадает из формул, поэтому время включенного состояния практически не зависит от изменений напряжения питания.
Для компаратора времени задержки IC1b
где τ = R9 × C4.
Напряжение срабатывания компаратора равно:
где
Приравнивание
к kVCS дает время включенного состояния:
или
Измеренные и теоретические результаты хорошо согласуются (см. Таблицу 1), за исключением случая, когда C4 = 100 мкФ, что дает время включенного состояния, значительно превышающее расчетное. Скорее всего, это связано с внутренней утечкой электролитического конденсатора, использованного для этого теста (конденсаторы 1 мкФ и 10 мкФ были неэлектролитическими). При использовании подходящих компонентов можно достичь времени включенного состояния, значительно превышающего час.
| Таблица 1. | Сравнение измеренных и теоретических результатов | ||||||||||||||||||||||||
|
|||||||||||||||||||||||||
Если не учитывать падение на диоде D1, то напряжение питания компаратора примерно равно напряжению питания схемы (VCS ≈ +VS), что влияет на выбор используемых компараторов. Сдвоенные микромощные компараторы TLC393 являются идеальным выбором благодаря минимальной потребляемой мощности и чрезвычайно низкому входному току смещения (типовое значение 5 пА), хотя они имеют ограниченный диапазон напряжений питания около 16 В. LM393 обеспечивает идентичные функции и может использоваться при напряжении питания до 30 В. Однако потребляемый им ток больше, чем у TLC393, а входной ток смещения относительно велик (типовое значение –25 нА), что может повлиять на скорость заряда конденсатора C4. При выборе сопротивлений резисторов R4-R7 необходимо убедиться, что напряжения VX и VREF не превышают верхнего предела синфазного напряжения компараторов (для TLC393 и LM393 – примерно на 1.5 В ниже VCS).
Помимо обеспечения достаточно точного контроля времени автоматического выключения, схема переходит из включенного состояния в выключенное гораздо быстрее, чем простая схема на Рисунке 3. Осциллограмма на Рисунке 6 показывает выходной сигнал тестовой схемы, питаемой напряжением 15 В, с той же нагрузкой 500 Ом и тем же MOSFET FDS6675A, которые использовались в простой схеме. По сравнению с несколько вялым откликом, показанным на Рисунке 4, время переключения значительно улучшено и составляет около 100 мкс от полного включения до полного выключения.
 |
|
| Рисунок 6. | Модификация схемы обеспечивает более быстрый переход от включенного состояния к выключенному. |
Выбор компонентов
К биполярным транзисторам и диодам, используемым в приведенных выше схемах, особых требований не предъявляется. При условии, что они рассчитаны на максимальное напряжение питания, подойдет большинство биполярных n-p-n транзисторов с хорошим коэффициентом передачи тока. P-канальный MOSFET, как и любое другое устройство, используемое в схеме драйвера верхнего плеча, должен выбираться с учетом максимального напряжения сток-исток, допустимого тока и рассеиваемой мощности, Однако следует иметь в виду, что у некоторых типов MOSFET максимальное напряжение затвор-исток значительно ниже номинального напряжения сток-исток. Например, у такого транзистора, как IRFR9310, максимальное напряжение сток-исток составляет –400 В, а напряжение затвор-исток ограничено значением всего ±20 В. Если приложению необходимо очень большое напряжение питания, может потребоваться установка защитного стабилитрона между затвором и истоком MOSFET, чтобы ограничить напряжение на затворе до безопасного уровня.
Хотя во всех схемах использована нажимная кнопка, ее можно заменить, например, герконовым реле (для магнитной активации выключателя) или каким-либо другим типом замыкающихся контактов. Единственное требование – контакты должны быть электрически «плавающими» относительно шин питания.
Наконец, следует помнить, что микросхема IC1 на Рисунке 5 должна иметь выход с открытым стоком или открытым коллектором. Кроме того, необходимо иметь в виду, что большие сопротивления и чувствительные узлы делают схемы восприимчивыми к помехам, которые могут вызвать ложные срабатывания и непредсказуемое поведение, поэтому нужно избегать «неряшливых» конструкций и при необходимости экранировать схемы от электромагнитных и радиочастотных помех.
Купить LM393 на РадиоЛоцман.Цены
