Новый метод компенсации наклона пилы в импульсных преобразователях

В импульсных преобразователях энергии управление по пиковому току очень популярно благодаря внутренне присущему ограничению тока и простоте реализации. Однако если коэффициент заполнения превышает 50%, возникает проблема неустойчивости.

Немного теории. Нарастание тока описывается выражением

где

V_CC – напряжение источника питания,
L_P – индуктивность трансформатора или выходного дросселя.

Для спада выражение следующее:

где V_R – напряжение вторичной обмотки, пересчитанное к первичной:

Здесь

V_O – выходное напряжение,
V_F – прямое напряжение диода,
N_P – число витков первичной обмотки,
N_S – число витков вторичной обмотки.

Таким образом, скорость нарастания зависит от входного напряжения, а скорость спада постоянна. Коэффициент заполнения равен:

где

t_ON – время включения,
T – период пилообразных импульсов.

Приведенные ниже примеры относятся к обратноходовым преобразователям, но с такой же проблемой можно столкнуться при использовании и понижающих, и прямоходовых преобразователей.

На Рисунке 1 D < 0.5, то есть, V_CC > V_R. Черная кривая – это теоретический ток в индуктивности (дросселе или первичной обмотке трансформатора). Если происходит небольшое возмущение тока (показанное красной кривой), ограничение пикового тока, как видно из рисунка, исправляет ошибку. Система изначально устойчива.

Рисунок 1.	Устойчивый режим.

На Рисунке 2 показаны те же кривые для случая, когда V_CC < V_R, или D > 0.5. Теперь возмущение тока (красная кривая) вызывает резкое изменение коэффициента заполнения и среднего тока. Система абсолютно неустойчива. Если нарисовать кривые для D = 0.5, то легко увидеть, что в последующих периодах ошибка тока остается неизменной; мы находимся на границе неустойчивости.

Рисунок 2.	Неустойчивый режим.

Рисунок 3.	Ограничение пилообразного тока.

Чтобы решить эту проблему, вместо сравнения пикового тока с фиксированным значением, мы сравниваем его с пилообразным напряжением, как показано на Рисунке 3. Как видим, наблюдается значительное улучшение; стабильность теперь такая же хорошая, как при коэффициенте заполнения менее 0.5. Рисунок 4 показывает, что если опорная пила имеет тот же наклон, что и спад тока, то восстановление происходит за один период.

Рисунок 4.	Ограничение пилообразного тока с таким же наклоном, с каким спадает ток индуктивности.

Однако чрезмерная компенсация наклона приводит к тому, что преобразователь управляется скорее по напряжению, чем по току. Если наклон опорной пилы составляет 50% от наклона тока, мы находимся на пределе неустойчивости. Таким образом, практический наклон опорного пилообразного напряжения составляет от 50% до 100% от наклона тока; хороший выбор – 75% .Этот метод добавления опорного пилообразного напряжения называется «компенсацией наклона».

Добавленное пилообразное напряжение дает преимущества для понижающих, прямоходовых или обратноходовых преобразователей даже в тех случаях, когда коэффициенты заполнения меньше 50%. Если индуктивность велика, а пульсации тока малы, помехи могут вызывать ложные выключения. Добавленная пила стабилизирует преобразователь, и небольшого ее количества может быть достаточно. Проблема с ограничением пикового тока заключается в том, что средний ток изменяется в зависимости от коэффициента заполнения. Можно показать, что если компенсация наклона составляет 50%, средний ток не зависит от коэффициента заполнения, и контур управления током улучшается. Однако когда коэффициент заполнения приближается к 100%, могут возникать субгармонические колебания.

Обычно получить доступ к опорному напряжению микросхемы контроллера невозможно. Более простой способ – добавить к входному токовому сигналу пилообразное напряжение; нарастание пилы будет иметь тот же эффект, что и спад опорного напряжения. Стандартный метод заключается в использовании пилы генератора ШИМ контроллера, как показано на Рисунке 5.

Рисунок 5.	Типичная компенсация наклона.

У этой системы есть два недостатка:

• Не у всех контроллеров есть доступ к управлению наклоном пилы генератора.
• Сопротивление R1 должно быть достаточно низким (R1 << R2, например, R1 = 0.1 × R2), поэтому, несмотря на наличие транзистора Q1, буферизующего резистор, схема генератора нагружается, и частота может быть нестабильной.

Схема, представленная на Рисунке 6, свободна от этих проблем. Она работает с любым контроллером, независимо от схемы его генератора.

Рисунок 6.	Компенсация наклона, работающая с любым контроллером.

Когда уровень сигнала на подключенном к затвору выходе OUT высокий, пилообразное напряжение увеличивается благодаря заряду конденсатора C1 через резистор R1. Во время спада напряжения на выходе управления затвором C1 разряжается через диод D1 и резистор R3. Степень компенсации наклона задается резистором R2.

Понять схему и рассчитать номиналы компонентов поможет практический пример. Примером может служить обратноходовой преобразователь, работающий в режиме непрерывной проводимости, с выходной мощностью 10 Вт при напряжении 12 В. Он должен работать от входного постоянного напряжения от 135 до 390 В.

При индуктивности первичной обмотки 33 мГн и максимальном токе 0.1 A для порогового напряжения на входе IS, равного 1 В, R5 = 10 Ом.

Напряжение вторичной обмотки, пересчитанное к первичной, равно

(Отношение числа витков 16:1). Частота переключения равна 100 кГц (T = 10 мкс).

Чтобы получить достаточно линейную пилу, максимальное напряжение можно выбрать равным 1/3 V_CC; то есть, если V_CC = 12 В, разумное значение пикового напряжения составит 4 В. Тогда амплитуда пилообразного напряжения равна 4 В – 0.6 В = 3.4 В.

Вычислим максимальный коэффициент заполнения:

Максимальное время включения:

Наклон пилы равен:

Скорость спада тока первичной обмотки:

Скорость нарастания напряжения на резисторе R5:

Рассчитаем сопротивление резистора R2 для 75-процентной компенсации наклона:

Следующим шагом надо найти значения R1 и C1 при соблюдении условия R1 << R2. Чтобы получить подходящие номиналы R1 и C1, нужно использовать формулу заряда конденсатора:

В этом примере t = 6 мкс, V_CC = 12 В, V₁ = 0.6 В, V₂ = 4 В, поэтому расчет дает RC = 17 мкс.

Хорошим выбором будет C1 = 22 нФ и R1 = 750 Ом.

Сопротивление разрядного резистора R3 может быть настолько мало, насколько это возможно, чтобы пиковый ток диода D1 не превышал допустимых пределов, для чего должно выполняться R3 × C1 << t_OFF (где t_OFF – время выключения). В нашем примере, если в качестве D1 выбрать BAS16 и R3 = 47 Ом, получим t_OFF = 4 мкс и R3 × C1 = 1 мкс.

Реактивное сопротивление конденсатора C2 должно быть намного ниже, чем R2; удобным выбором будет C2 = C1.

Материалы по теме

1. Datasheet Texas Instruments UCC3802