Особенности применения трансформаторов в импульсных преобразователях электрической энергии. Часть 2

Но есть еще одна особенность. Если использовать стабилизатор, построенный по понижающей схеме, и увеличить его рабочую частоту в два раза по сравнению с рабочей частотой трансформатора, то, изменив необходимым образом алгоритм управления ключами S1 – S4, ключи S5 и S6 можно исключить.

В этом случае алгоритм работы преобразователя разбивается на четыре этапа (Рисунок 6). На первом этапе ключи S1 и S3 замкнуты, а S2 и S4 – разомкнуты. При такой коммутации через замкнутый ключ S1 на первичную обмотку W1.1 трансформатора T1 подается напряжение, равное напряжению на входе преобразователя U_ВХ. Это приводит к появлению на вторичной обмотке W2.1 напряжения, отличающегося от величины U_ВХ на величину коэффициента трансформации трансформатора К_ТР = N_2.1/N_1.1 (где N_1.1 и N_2.1 – количество витков обмоток W1.1 и W2.1, соответственно). Это напряжение через замкнутый ключ S3 подается на вход второй ступени преобразования (стабилизатора), который обозначен на схеме Рисунка 6 точками 1 и 1'. Точно такое же напряжение было бы в точках 1 и 1' схемы на Рисунке 5 при тех же параметрах трансформатора и замкнутом ключе S5.

Рисунок 6.	Принцип работы стабилизированного импульсного преобразователя на основе трансформатора.

Таким образом, этот этап соответствует первому этапу работы «дроссельных» преобразователей, на протяжении которого дроссель L1 обменивается энергией с конденсатором С1 [3] (в действительности, из-за того, что вход импульсного регулятора в понижающей схеме включен последовательно с выходом преобразователя, дроссель обменивается энергией с обоими конденсаторами С1 и С2, но это уже специфика понижающей схемы). Это очевидно в схеме Рисунка 5, а вот в схеме Рисунка 6 из-за особенностей последующих этапов работы конденсатор С1 пришлось переместить на вход преобразователя. Но, несмотря на такое расположение, обмен энергией между дросселем L1 и конденсатором C1 при использовании в качестве силовых ключей S1 и S3 приборов, обеспечивающих двунаправленное протекание тока, возможен в любом направлении.

Кроме того, на первом этапе преобразования, под действием напряжений U_ВХ и U_ВЫХ, присутствующих на конденсаторах С1 и С2, происходит изменение магнитного потока трансформатора ф_ТР(t) на величину 2Ф_МАХ, а магнитного потока дросселя ф_ДР(t) – на величину Ф_МАХ (где Ф_МАХ – максимальное значение магнитного потока для выбранного магнитопровода) [6], а токи силовых ключей, находящихся в проводящем состоянии, без учета тока намагничивания магнитопровода трансформатора, определяются величиной тока дросселя:

На втором этапе преобразования в замкнутом состоянии находятся ключи S3 и S4, а ключи S1 и S2 разомкнуты. При такой коммутации конденсатор C1 отключен и токи ключей i_S1(t) и i_S2(t) равны нулю. Самое интересное на этом этапе происходит на вторичной стороне трансформатора. Ток дросселя i_ДР(t) через замкнутые ключи S3 и S4 начинает протекать через обмотки W2.1 и W2.2, причем, согласно первому закону Кирхгофа:

Поскольку количество витков обмоток W2.1 и W2.2 одинаково (N_2.1 = N_2.2), то при такой схеме включения и равенстве токов i_S3(t) и i_S4(t) их намагничивающие силы взаимно компенсируются и не оказывают влияния на магнитный поток трансформатора ф_ТР(t). Помимо этого, замкнутые ключи S3 и S4 обеспечивают путь для протекания тока намагничивания, связанного с магнитным потоком трансформатора ф_ТР(t). При этом короткое замыкание вторичных обмоток W2.1 и W2.2 ключами S3 и S4 приводит к тому, что напряжения на первичной ф_ТР1(t) и вторичной u_ТР2(t) обмотках трансформатора становятся равными нулю, поэтому величина его магнитного потока ф_ТР(t) на данном этапе, согласно закону Фарадея, не изменяется.

Таким образом, одновременное замыкание ключей S3 и S4 в схеме Рисунка 6 полностью эквивалентно замыканию ключа S6 в схеме Рисунка 5 (замыканию точек 1 и 1'). Этот этап соответствует второму этапу преобразования «дроссельных» преобразователей, на протяжении которого дроссель L1 обменивается энергией c конденсатором C2. Также как и на первом этапе, при использовании ключей, обеспечивающих двунаправленное протекание тока, обмен энергией между дросселем L1 и конденсатором C2 может проходить в любом направлении.

Третий и четвертый этапы преобразования практически полностью соответствуют первому и второму, за исключением того, что на третьем этапе замыкаются ключи S2 и S4. Кроме того, при одинаковом количестве витков обмоток W1.1 и W1.2 длительность третьего этапа должна быть равна длительности первого – только в этом случае магнитопровод трансформатора T1 будет намагничиваться по симметричному циклу, что является необходимым условием для передачи максимальной мощности.

Таким образом, за один цикл перемагничивания магнитопровода трансформатора происходят два цикла перемагничивания магнитопровода дросселя, то есть дроссель работает на удвоенной частоте. Напряжение на входе понижающего стабилизатора (если бы он был отдельным узлом) отличается от напряжения U_ВХ на величину К_ТР = N_2.1/N_1.1 = N_2.2/N_1.2, а коэффициент передачи схемы в целом равен [2]:

где t₁ – длительность первого (третьего), а t₂ – длительность второго (четвертого) этапа преобразования (Рисунок 6). То есть, регулировка (и стабилизация) выходного напряжения, также как и в «дроссельных» преобразователях, осуществляется путем изменения длительностей открытого состояния ключей S1 – S4, теоретически, с какой угодно точностью.

Сравнение габаритов индуктивных элементов

Что это нам дает в итоге? Сравним две схемы преобразователей (Рисунок 7) одинаковой мощности: обратноходовую и на основе трансформатора, работающих при одинаковых напряжениях на входе U_ВХ и выходе U_ВЫХ. Пусть магнитопроводы всех индуктивных элементов работают в оптимальном режиме [6], обеспечивающем наименьшее значение произведения площади поперечного сечения сердечника S_C и окна S_O магнитопровода. Примем произведение S_CS_O магнитопровода дросселя L1 обратноходового преобразователя за базовое значение (100%). Согласно [1, 7], аналогичный параметр магнитопровода трансформатора, работающего на той же частоте и в том же режиме, что и дроссель обратноходового преобразователя, будет в 8 раз меньше, что составит приблизительно 13% от габаритов дросселя обратноходовой схемы. Осталось определить значение S_CS_O для дросселя L1 «трансформаторного» преобразователя.

Рисунок 7.	Сравнение двух преобразователей одинаковой мощности.

Из [2] нам известно, что через магнитное поле дросселя понижающей схемы проходит лишь часть энергии, но сколько именно? Выберем коэффициент трансформации трансформатора К_ТР таким образом, чтобы при минимальном входном напряжении напряжение на вторичных обмотках было приблизительно равно выходному напряжению. В этом случае длительность t₁ будет максимальна, а t₂ будет стремиться к нулю. Это означает, что через магнитное поле дросселя энергия проходить практически не будет, и этот узел теоретически не нужен.

Совершенно другое дело при максимальном входном напряжении. Поскольку значение К_ТР не меняется и выбирается для худшего случая, увеличение входного напряжения приведет и к увеличению напряжения на его вторичных обмотках. При максимальном отклонении входного напряжения ±20% максимальное напряжение на вторичных обмотках трансформатора будет на 40% больше напряжения U_ВЫХ, чему соответствует U_ВЫХ/U_ВХ ≈ 0.72. По графику на Рисунке 4 или формулам, полученным в [2], определим, что в этом случае через магнитопровод дросселя L1 будет проходить всего 28% мощности нагрузки. А поскольку в «трансформаторной» схеме дроссель L1 работает на удвоенной частоте, то произведение S_CS_O его магнитопровода фактически составит всего 14% от значения S_CS_O магнитопровода дроселя обратноходового преобразователя той же мощности. Таким образом, общая масса и габариты индуктивных элементов «трансформаторной» схемы составят всего лишь около 32% от соответствующих параметров обратноходового преобразователя той же мощности и работающего на той же частоте. Согласитесь, ради уменьшения в три раза массы и габаритов самых громоздких и дорогих компонентов преобразователя есть смысл пойти на усложнение схемы.

Сделанные выше расчеты справедливы для любых схем, в которых трансформаторы работают с симметричной петлей перемагничивания. К таким схемам относятся: схема с выводом средней точки трансформатора (рассмотренная в статье), полумостовая и мостовая. В схемах с нессиметричным перемагничиванием магнитопровода трансформатора (прямоходовая, двухтранзисторная) из-за уменьшения размаха магнитной индукции габариты трансформатора будут больше. Кроме того, в данном сравнении подразумевалось, что магнитопроводы дросселей и трансформаторов выполнены из одинакового материала. Если для магнитопроводов дросселей использовать другие магнитные материалы, например, более дешевое распыленное железо с большей индукцией насыщения, то их относительные размеры и масса могут измениться.

Но в любом случае, использование трансформатора позволяет значительно уменьшить общие объем и массу магнитных материалов, а также потери на перемагничивание (за счет уменьшения общей массы магнитопроводов), что при мощности более 100 Вт позволит ощутимо улучшить массогабаритные показатели преобразователя в целом. А вот для маломощных схем такое решение может привести к обратному результату, ведь индуктивные элементы, особенно с высокой электрической прочностью изоляции, очень сложно сделать малогабаритными, да и увеличение общего количества компонентов потребует использования печатной платы большей площади.

Заключение

Зачем так сложно? Почему, как делают некоторые авторы, не представить звено L1C2 в виде фильтра нижних частот (которым оно также является), предназначенного для сглаживания высокочастотных пульсаций демодулированного (выпрямленного) напряжения, снимаемого с вторичных обмоток трансформатора? Конечно, можно сказать, что фактически величину напряжения преобразует трансформатор, тем более что в преобразователях постоянного напряжения в качестве ключей S3 и S4 используются неуправляемые полупроводниковые диоды, а контроллер управляет только ключами S1 и S2. Это тоже не будет ошибкой, ведь если проинтегрировать выпрямленное напряжение вторичных обмоток трансформатора (что, собственно, и делает фильтр нижних частот L1C2), то при правильной работе контроллера оно всегда будет равно U_ВЫХ.

Можно использовать и такой подход, однако при этом теряется суть энергетических процессов, происходящих в схеме. На практике это приводит к тому, что некоторые разработчики не до конца понимают роль дросселя на вторичной стороне. А ведь именно его режим работы определяет напряжения и токи всей силовой части схемы. Некоторые, особенно начинающие разработчики вообще считают, что роль фильтра нижних частот второстепенна и дроссель вообще можно исключить, оставив только конденсатор С2 (ведь это тоже фильтр нижних частот). Вот только силовая часть такого преобразователя при работе на емкостную нагрузку, скорее всего, выйдет из строя меньше, чем за секунду. Так же плачевно может закончиться переход магнитопровода дросселя в режим насыщения при перегрузке (увеличении мощности) преобразователя.

Поэтому лучше все-таки один раз, но основательно, разобраться в процессах, происходящих в схеме, и самое главное – понять, почему эти схемы приобрели именно такой вид. Только так можно стать настоящим профессионалом в области импульсного преобразования электрической энергии, ведь его возможности на сегодняшний день не только не исчерпаны, но еще и до конца не изучены.

Список источников

1. Русу А.П. Зачем нужен трансформатор в импульсном преобразователе электрической энергии? // Радиолоцман – 2018. – №9. – С.24 – 28 (Часть 1). – №10. – С.26 – 29 (Часть 2).
2. Русу А.П. «Откуда появились базовые схемы преобразователей».
3. Русу А.П. «Почему импульсные преобразователи "не любят" "легкую" нагрузку».
4. Русу А.П. «Почему обмотки дросселя обратноходового преобразователя могут иметь разное число витков».
5. Русу А.П. «Может ли ток в обмотке дросселя измениться мгновенно?»
6. Русу А.П. «В каком режиме должен работать магнитопровод дросселя импульсного преобразователя?»
7. Русу А.П. «Как определить размеры магнитопровода дросселя импульсного преобразователя».
8. Русу А.П. «Импульсное преобразование переменного тока».
9. Кадацкий А.Ф., Русу А.П. Анализ электрических и магнитных процессов в дросселях импульсных преобразователей электрической энергии // Технология и конструирование в электронной аппаратуре (ТКЭА) – 2016. – №6. – С.17 – 29.
10. Кадацкий А.Ф., Русу А.П. Анализ принципов построения и режимов работы импульсных преобразователей электрической энергии // Практическая силовая электроника. – 2016. – №2(62). – С.10 – 24.
11. Kadatskyy А.F., Rusu A.P. Determination of the necessary inductor core dimensions for switching electrical energy converters // Наукові праці ОНАЗ ім. О.С. Попова. – 2018. – №1. – С. 125–134.