Почему гальваническая развязка увеличивает размеры импульсных преобразователей электрической энергии. Часть 2

Преобразователи на основе повышающей и понижающей схем

Самым простым вариантом регулировки переменного напряжения является использование повышающей или понижающей схем (Рисунок 6). Принцип построения и работы их силовой части ничем не отличается от аналогичных схем преобразователей постоянного напряжения, за исключением того, что силовые ключи должны обеспечивать как протекание тока в любом направлении, так и блокировку этого процесса. К сожалению, среди компонентов для силовой электроники полупроводниковые приборы с такими свойствами пока отсутствуют, поэтому силовые ключи приходится создавать на основе комбинаций существующих элементов. Это является серьезным недостатком импульсных преобразователей переменного напряжения, поскольку даже в самом лучшем случае ток через силовой ключ должен протекать как минимум через два полупроводниковых прибора (диод и транзистор). Сейчас наиболее изящно эта задача решается путем последовательного соединения двух мощных MOSFET или IGBT, зашунтированных диодами, включенными в обратном направлении (Рисунок 6в), причем для этой цели можно использовать паразитные диоды MOSFET. В этом случае в цепи протекания тока присутствуют всего два последовательно включенных полупроводниковых элемента, а силовыми транзисторами можно управлять с помощью одного драйвера.

Рисунок 6.	Преобразователи переменного напряжения на основе повышающей и понижающей схем и варианты реализации ключей S1 и S2.

Поскольку регулировка выходного напряжения в понижающей и повышающей схемах изначально ограничена только понижением или только повышением напряжения, соответственно, для того чтобы создать на их основе понижающе-повышающий преобразователь, необходимо дополнительно усложнить схему.

Проще всего, воспользовавшись тем, что характеристики понижающего и повышающего преобразователей полностью симметричны [6], можно просто менять местами вход и выход преобразователя, например, с помощью реле (Рисунок 7а). Такое решение имеет достаточно высокий КПД, однако плохо подходит для преобразователей, требующих частого переключения между режимами повышения и понижения.

Рисунок 7.	Понижающе-повышающие преобразователи переменного напряжения на основе понижающей и повышающей схем.

Более быстродействующей является схема с использованием четырех ключей, представляющая собой «классический» понижающе-повышающий преобразователь (Рисунок 7б). Основным недостатком такого решения является наличие в цепи протекания тока дополнительного ключа (S1 – в режиме повышения, S4 – в режиме понижения), на котором будет выделяться дополнительная мощность. Исключить его из цепи протекания тока можно путем использования дросселя с двумя одинаковыми обмотками (Рисунок 7в). В этом случае преобразователь будет иметь как более высокий КПД, так и более высокую скорость реакции на изменение входного напряжения, однако при этом увеличивается сложность изготовления дросселя, и для него может потребоваться магнитопровод хоть и с тем же самым объемом магнитного материала, но в два раза большей площадью окна.

В любом случае, для всех схем (Рисунки 6 и 7) величина преобразуемой мощности зависит от соотношения напряжений на входе и выходе преобразователя, которая, согласно (2), в диапазоне рабочих напряжений входа (для стабилизатора) и выхода (для регулятора) от 150 В до 190 В не превышает 35% от выходной мощности (Рисунок 8). Обратите внимание, что величина преобразуемой мощности стабилизаторов, понижающих входное напряжение до 220 В, и ЛАТРов с выходным напряжением больше 220 В меньше, чем для устройств, выполняющих обратные функции. Так, например, величина преобразуемой мощности стабилизатора, увеличивающего входное напряжение на 70 В – от 150 В до 220 В, приблизительно равна 32% от мощности нагрузки, в то время как при точно таком же уменьшении входного напряжения – от 290 В до 220 В значение этой величины меньше и не превышает 25%. Это связано с различием между схемами включения активной части преобразователей повышающего и понижающего типов (Рисунок 6) и различным соотношениям напряжений U_ВХ и U_ВЫХ, используемым в формуле (2) (Рисунок 8).

Рисунок 8.	Зависимость относительной преобразуемой мощности от соотношения напряжений на входе и выходе для стабилизатора (красная ось) и регулятора (синяя) переменного напряжения промышленной сети.

Несмотря на то, что величина преобразуемой мощности схем, использующих низкочастотный автотрансформатор и импульсный способ преобразования практически одинакова, индуктивные элементы импульсных преобразователей за счет использования более высокой частоты оказываются намного меньше и легче автотрансформатора, работающего на частоте 50(60) Гц.

Преобразователи на основе схем с двойным преобразованием

Но даже преобразование всего лишь 35% от мощности нагрузки, пусть даже и на высокой частоте, все равно делает дроссели схем на Рисунке 7 достаточно большими элементами. Дальнейшая миниатюризация этих компонентов, как и в преобразователях постоянного тока, возможна путем использования технологии двойного преобразования: вначале с помощью трансформатора осуществляется грубая, а затем с помощью преобразователя на основе дросселя – точная регулировка выходного напряжения [1].

Рисунок 9.	Импульсный стабилизатор переменного напряжения промышленной сети на основе низкочастотного автотрансформатора.

Один из вариантов реализации такого подхода показан на Рисунке 9. В этой схеме грубая регулировка входного напряжения осуществляется трансформатором TV1, работающим на частоте 50(60) Гц, обмотки которого коммутируются ключами S1 – S4, а точная – преобразователем на основе дросселя L1. Главной особенностью этой схемы является подключение входа высокочастотного импульсного преобразователя к двум отпайкам низкочастотного трансформатора TV1. При таком подключении величина мощности, преобразуемой дросселем L1, определяется по формуле:

(3)

где U₁, U₂ – напряжения в точках подключения импульсного преобразователя.

Анализ формулы (3) показывает, что при таком способе подключения максимальное значение мощности Р_{ПМ_МАХ}, преобразуемой дросселем L1, будет в случае, когда выходное напряжение U_ВЫХ равно среднему значению напряжений U₁ и U₂ (U_ВЫХ = 0.5[U₁ + U₂]):

(4)

При других значениях выходного напряжения преобразуемая мощность будет меньше, достигая нуля на краях диапазона регулирования (когда U_ВЫХ = U₁ или U_ВЫХ = U₂), Рисунок 10. Это означает, что при заданном выходном напряжении выбором напряжений U₁ и U₂ можно регулировать величину преобразуемой мощности, а, следовательно, и размеры дросселя. Так, например, для стабилизатора при U₁ = 240 В, U₂ = 200 В и U_ВЫХ = 220 В величина мощности, проходящей через магнитное поле дросселя L1, не превышает 5% от мощности нагрузки:

(5)

А это означает, что, несмотря на то, что через дроссель L1 протекает весь ток нагрузки, для точной установки выходного напряжения (для преобразования необходимого количества энергии) ему необходим магнитопровод с объемом магнитного материала почти в 10 раз меньшим, чем для схем, показанных на (Рисунках 6 и 7).

Рисунок 10.	Зависимость относительной преобразуемой мощности преобразователя на основе дросселя (Рисунок 9) от величины выходного напряжения.

Однако данное решение, хоть и применяется в некоторых моделях промышленно выпускаемых стабилизаторов, имеет один серьезный недостаток – наличие трансформатора, работающего на низкой частоте. Схема на Рисунке 9 позволяет лишь повысить точность регулировки напряжения, но масса и габариты такого решения останутся все еще большими.

Рисунок 11.	Стабилизатор переменного напряжения промышленной сети на основе высокочастотного автотрансформатора.

Однако почему автотрансформатор обязательно должен работать на частоте сети? Если использовать тот же подход, что и в [1], то частоту работы этого элемента можно повысить на несколько порядков. Такое решение показано на Рисунке 11. В этой схеме высокочастотный автотрансформатор TV1 выполняет грубое преобразование напряжения сети на величину, равную соотношению количества витков обмоток, связанных с входом (W1 + W2, W3 + W4) и выходом (W2, W3), а дроссель L1 – точную установку выходного напряжения, которая зависит от коэффициента заполнения импульсов управления D. Выходное напряжение данной схемы можно определить по формуле:

(6)

где К_ТР = W2/(W1 + W2) = W3/(W3 + W4) – коэффициент трансформации автотрансформатора.

Знак в формуле (6) определяется алгоритмом переключения ключей S1 – S4. Если входное напряжение необходимо увеличить, то при замыкании ключа S1 должен быть замкнут ключ S4, а если уменьшить – то S3. Соответственно, одновременное замыкание ключей S2 и S3 приведет к увеличению входного напряжения, а S2 и S4 – к уменьшению. На интервалах времени, когда ключи S1 и S2 разомкнуты для обеспечения пути протекания тока дросселя L1, оба ключа S3 и S4 должны быть замкнуты. При этом происходит короткое замыкание, обеспечивающее путь для протекания тока намагничивания автотрансформатора TV1, причем намагничивающие силы, создаваемые токами одинаковых обмоток W2 и W3, взаимно компенсируются, не оказывая влияния на его магнитный поток (более подробно этот процесс рассмотрен в [1]).

Обратите внимание, что одновременное замыкание ключей S3 и S4 фактически приводит к подключению выхода преобразователя к его входу (автотрансформатор TV1 в этом случае практически не оказывает никакого влияния на величину входного напряжения). Этот режим удобно использовать в стабилизаторах в случаях, когда входное напряжение находится в заданных пределах, и необходимости в его изменении нет. Кроме того, одновременное размыкание ключей S3 и S4 приводит к отключению нагрузки от источника питания и может использоваться, например, для блокировки аппарата при возникновении аварийных режимов.

Поскольку коэффициент передачи преобразователей на основе дросселей определяется соотношением длительностей этапов преобразования [3], при расчете коэффициента заполнения D в качестве периода Т необходимо брать длительность периода электрических процессов в дросселе, которая в два раза меньше, чем для автотрансформатора (дроссель работает на удвоенной частоте [1]):

(7)

где t1 – длительность открытого состояния ключей S1 или S2 (Рисунок 11).

Задавшись максимальным значением коэффициента заполнения D_MAX, из формулы (6) можно определить необходимый коэффициент трансформации трансформатора TV1. Например, для стабилизатора, который должен обеспечить выходное напряжение 220 В в диапазоне входных напряжений от 150 В до 290 В, при D_MAX = 0.85 значение К_ТР должно быть равно:

(8)

Для обеспечения нужного диапазона регулирования из двух значений, полученных по формуле (8), необходимо выбрать максимальное; в данном случае К_ТР = 0.55.

При таком значении коэффициента трансформации максимальная мощность, проходящая через магнитное поле дросселя, не превышает 20% от мощности нагрузки (Рисунок 12), причем в режиме повышения входного напряжения это значение не превышает 12%. Столь большая разница величины P_ПМ для дросселя в режимах повышения и понижения обусловлена тем, что коэффициент трансформации трансформатора TV1 выбирался по формуле (8) для режима повышения, поэтому в режиме понижения дроссель работает в неоптимальном режиме. Если же выбрать коэффициент трансформации равным К_ТР = 0.28, то мощность, преобразуемая дросселем в режиме понижения, снизится до 10%, однако выходное напряжение 220 В такой стабилизатор сможет обеспечить при входном напряжении не ниже 170 В.

Рисунок 12.	Зависимости относительной мощности, преобразуемой индуктивными элементами стабилизатора (Рисунок 11) от величины входного напряжения.

Одним из вариантов выхода из этой ситуации является использование трансформатора с двумя комплектами отводов: одни для режима повышения с коэффициентом трансформации К_ТР = 0.55, а другие, с коэффициентом трансформации К_ТР = 0.28 – для режима понижения. Однако это потребует установки дополнительных ключей на вторичной стороне, что негативно скажется как на сложности, так и на стоимости аппарата.

Заключение

Гальваническая связь между входом и выходом позволяет в наиболее полной мере использовать параметры источника первичного электропитания и преобразовывать лишь то количество энергии, которое необходимо для их коррекции. Отрицательной стороной такого подхода является уменьшение диапазона регулирования. Однако в любом случае следует понимать, что преобразование лишь части энергии является эффективным способом не только уменьшить массу и габариты индуктивных компонентов, но и повысить КПД системы в целом, ведь уровень потерь при преобразовании также напрямую зависит от величины преобразуемой мощности.

Список источников

1. Русу А.П. «Особенности применения трансформаторов в импульсных преобразователях электрической энергии»
2. Русу А.П. «Зачем нужен трансформатор в импульсном преобразователе электрической энергии?»
3. Русу А.П. «Откуда появились базовые схемы преобразователей».
4. Русу А.П. «Импульсное преобразование переменного тока».
5. Русу А.П. «Почему импульсные преобразователи "не любят" "легкую" нагрузку».
6. Русу А.П. Чем отличается понижающий преобразователь от повышающего? // РадиоЛоцман – 2019. – №1. – С.26 – 31 (Часть 1). – №2. – С.22 – 25 (Часть 2).