Напряжение ШИМ ЦАП устанавливается за один период тактовых импульсов

Texas Instruments TL071A LF398-N OPA2277. CD74HC02

Журнал РАДИОЛОЦМАН, февраль 2020

Jordan Dimitrov

EDN

Широтно-импульсная модуляция (ШИМ) является лучшим способом преобразования для регулируемых источников постоянного напряжения с цифровым управлением, требующих высокой точности и разрешения. Изобретенный 50 лет назад [1, 2] метод ШИМ широко используется сегодня в импульсных источниках питания [3] и, в частности, в калибраторах постоянного тока [4, 5], позволяя достичь разрешения в 26 бит и линейности 0.2 ppm [6].

По сути, цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП) на основе ШИМ устанавливает постоянную составляющую последовательности импульсов с фиксированным периодом и переменным коэффициентом заполнения. Теоретически постоянная составляющая такого сигнала определяется общим выражением ШИМ:

  (1)

где

VP – амплитуда импульсов;
tP – длительность импульсов;
T – период сигнала.

Для ускорения процесса преобразования в современных ЦАП используются синхронные фильтры нижних частот, состоящие из интегратора и схемы выборки/хранения (S/H). В конце каждого периода напряжение интегратора запоминается в схеме S/H, и это напряжение является выходом всего преобразователя.

В некоторых преобразователях между выходом схемы S/H и интегратором включается резистор обратной связи. Чтобы получить быстрое и точное преобразование, надо две постоянные времени сделать равными периоду импульсов. В [2] четко сформулировано требование RF×C = T. Второе условие – RI×C = T – не обсуждается, но его легко найти, применив приведенное выше общее выражение ШИМ к их формуле (4).

Регулировка двух постоянных времени сводится к подбору емкости конденсатора интегратора С или периода T следования импульсов. Оба подхода связаны с определенными трудностями. Самое важное состоит в том, что нет никаких намеков на то, как выполнить эту регулировку автоматически.

В данной статье представлена схема и простая процедура, позволяющие заполнить этот пробел. Использование предлагаемого метода требует лишь одной регулировки. Вместо постоянной времени регулируется зарядный ток интегратора, что обеспечивает лучшее разрешение и линейность характеристики.

Концепция иллюстрируется Рисунком 1. Во время входного импульса ключ S разомкнут, и конденсатор интегратора заряжается двумя токами. Первый ток I1 = VP/R1 определяется импульсами ШИМ; он составляет 95% от номинального тока. Второй ток I2 задается дополнительным ЦАП. Он поставляет примерно 10% номинального тока, обеспечивая возможность подстройки скорости изменения напряжения интегратора в пределах ±5%. В конце импульса напряжение интегратора сохраняется в схеме S/H, после чего ключ S замыкается, и интегратор разряжается.

Вспомогательный ЦАП обеспечивает диапазон регулировки ±5% для зарядного тока интегратора; компаратор помогает микропроцессору подобрать правильный код ЦАП.
Рисунок 1. Вспомогательный ЦАП обеспечивает диапазон регулировки ±5% для зарядного тока
интегратора; компаратор помогает микропроцессору подобрать правильный код ЦАП.

Значение второго тока устанавливается путем записи соответствующего кода в регистр ЦАП. Каждый бит этого кода определяется отдельно с использованием метода последовательного приближения. Критерий регулировки основывается на выражении (1): при коэффициенте заполнения 50% выходное напряжение должно быть вдвое меньше амплитуды входных импульсов. Резисторы R3 и R4 и компаратор Cmp сообщают микропроцессору, насколько близко выходное напряжение к требуемому значению.

Схема представлена на Рисунке 2. Ее работа контролируется цепью синхронизации, построенной на логических элементах G1-G4, которая формирует импульсы управления для ключа сброса интегратора Q1 и внутреннего ключа устройства S/H.

Полный набор оборудования включает в себя цепь синхронизации (G1-G4) для управления работой интегратора и схемы S/H, усилитель (IC4a), повышающий чувствительность компаратора и преобразователь уровня (Q2) для сопряжения выхода компаратора с микроконтроллером.
Рисунок 2. Полный набор оборудования включает в себя цепь синхронизации (G1-G4) для управления
работой интегратора и схемы S/H, усилитель (IC4a), повышающий чувствительность
компаратора и преобразователь уровня (Q2) для сопряжения выхода компаратора
с микроконтроллером.

Как видно из временной диаграммы на Рисунке 3, по спадающему фронту сигнала ШИМ на выходе G4 устанавливается высокий уровень напряжения. Ключ сброса Q1 разомкнут, и интегратор формирует импульсы с отрицательным наклоном. По заднему фронту импульса ШИМ схема на элементах G1 и G2 формирует 10-микросекундный импульс для захвата напряжения интегратора схемой S/H. Элемент G3 суммирует импульсы VPWM и VG2, чтобы ключ сброса оставался разомкнутым, пока не будут завершены интегрирование и запоминание напряжения. По окончании импульса хранения ключ замыкается. Интегратор сбрасывается в ноль, ожидая следующего импульса ШИМ.

Временные диаграммы в ключевых точках схемы для первых двух циклов преобразования.
Рисунок 3. Временные диаграммы в ключевых точках схемы для первых
двух циклов преобразования.

В идеале, при амплитуде импульсов 5 В и коэффициенте заполнения 50% выходное напряжение должно быть равно –2.5 В. Калибровка начинается с конфигурирования системы ШИМ внутри микроконтроллера, чтобы установить частоту импульсов 1 кГц и коэффициент заполнения 50%. Затем микроконтроллер посылает в ЦАП код «100000000000» и ждет прерывания по заднему фронту импульса RstInt. По приходе заднего фронта микроконтроллер считывает выходной сигнал компаратора BitVal. Цепь R3-R4 и микросхема IC4 сравнивают VOUT с идеальным значением напряжения –2.5 В. Если напряжение VOUT более положительно, чем –2.5 В, выходной уровень компаратора равен 0, что означает, что первый бит в коде ЦАП должен измениться на 0; в противном случае этот бит сохраняет заданное значение 1. После этого микроконтроллер посылает в ЦАП код «x10000000000» и устанавливает значение второго бита в соответствии с реакцией компаратора. Далее посылается третье число «xx1000000000», и процесс продолжается до тех пор, пока не будут определены все 12 бит кода ЦАП.

Рисунок 4 демонстрирует процесс калибровки в действии. Желтый луч отмечает начало процедуры; это происходит на спадающем фронте импульса RstInt. Синий луч является выходным сигналом IC4a. Он «разбегается» в обе стороны от нулевого напряжения и постепенно сходится к нему. Нулевое значение обозначает выходное напряжение схемы S/H, составляющее половину амплитуды импульсов ШИМ. Реальное значение, измеренное цифровым мультиметром с разрешением 4.5 десятичных разряда, равнялось 0.49947. Использование профессионально изготовленной печатной платы и мультиметра с высоким разрешением, вероятно, позволит добиться лучшего соответствия.

Метод последовательного приближения постепенно приводит выходной сигнал к требуемому значению VP/2.
Рисунок 4. Метод последовательного приближения постепенно приводит
выходной сигнал к требуемому значению VP/2.

По завершении калибровки микроконтроллер может изменить коэффициент заполнения сигнала ШИМ в соответствии с настройками пользователя. Поскольку скорость изменения напряжения интегратора уже установлена правильно, новое напряжение появится на выходе после всего лишь одного периода импульсной последовательности. Выходное напряжение будет в точности равно постоянной составляющей сигнала ШИМ, как это определяется теорией, и не будет иметь пульсаций. Самое замечательное, что откалибровать преобразователь можно в любое время и полностью автоматически.

Совет для профессионалов

Для достижения наилучшей точности настройки вместо общего источника питания +5 В используйте специальный источник напряжения. Обязательно проследите, чтобы отношение R3/R4 было максимально близким к 2:1, а напряжения смещения IC2 и IC4 были малы, насколько это возможно. Резисторы R1 и R2 должны быть металлопленочными с допусками 1%. Конденсатор C1 должен иметь точность не хуже 2% и низкий коэффициент диэлектрической абсорбции. Сопротивление открытого ключевого транзистора Q1 должно быть низким. Можно также использовать ЦАП с более высоким разрешением.

Ссылки

  1. Sugiyama T., K. Yamaguchi, Pulsewidth Modulation DC Potentiometer, IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement, vol. IM-19, No. 4, Nov 1970, 286-290.
  2. Sugiyama et al., US Patent 3,636,458, Jan 1972.
  3. Binitha P., T. Sanish Kumar, Comparison of PWM and one-cycle control for switching converters, IJETAE, vol. 3, No. 4, Apr 2013, 332-336.
  4. Eccleston et al. US Patent 5,402,082, Mar 1995.
  5. Woodward S., DC-accurate, 32-bit DAC achieves 32-bit resolution, EDN, Oct 30, 2008, 61-62.
  6. Fluke, 5700A/5720A Series II Multi-Function Calibrator, Operators Manual, May 1996, page 1-8.

Материалы по теме

  1. Datasheet Microchip MCP4921
  2. Datasheet Texas Instruments TL071A
  3. Datasheet Texas Instruments LF398-N
  4. Datasheet Texas Instruments OPA2277
  5. Datasheet Texas Instruments CD74HC02
  6. Datasheet  NXP J176

Перевод: AlexAAN по заказу РадиоЛоцман

На английском языке: PWM DAC settles in one period of the pulse train

Купить TL071A на РадиоЛоцман.Цены
T-electron
Россия и страны СНГ
TL071A
Texas Instruments
по запросу
Кремний
Россия и страны СНГ
TL071A
по запросу
Для комментирования материалов с сайта и получения полного доступа к нашему форуму Вам необходимо зарегистрироваться.
Имя