Narek Pezeshkian
Во многих схемах, при их подключении и источнику питания или батарее, возникают броски тока, вызывающие сильную перегрузку входного конденсатора. Всплески тока могут, в конце концов, вывести конденсатор из строя, или привести к деградации его параметров, могут провоцировать образование искр на входных контактах, приводить к провалам напряжения, отрицательно влияющим на другие части схемы, могут сжигать предохранители и генерировать нежелательные электромагнитные помехи.
Для ограничения бросков тока разработчики могут применять термисторы. Но наличие последовательного сопротивления, время, необходимое для их остывания, или же размеры корпуса для некоторых схем могут оказаться неприемлемыми. Другие решения связаны с использованием контроллеров горячей замены. Однако диапазон их входных напряжений может быть ограничен, а ток потребления обычно достигает нескольких сотен микроампер, что для маломощных приложений чрезвычайно много.
 |
| Рисунок 1. В этом ограничителе используется источник втекающего тока, ограничивающий заряд затвора M5 на постоянном уровне, вследствие чего напряжение VIn нарастает линейно. Бросок тока ICIN при включении пропорционален ISink. |
В схеме на Рисунке 1 ограничитель бросков тока, исключительно маломощный, простой, и с широким диапазоном входных напряжений, сделан на P-канальном MOSFET транзисторе M5. Для источника питания (VSupply) он является высокоимпедансной нагрузкой, подавляющей искрообразование на входных контактах. После присоединения VSupply происходит медленное включение транзистора. При этом не происходит провалов VSupply, напряжение VIn на входной емкости нагрузки (CIn) нарастает плавно, и бросков тока (ICIN), практически, не происходит. Из-за входной емкости, в первый момент после подключения питания, напряжение на затворе M5 будет низким, однако сразу начнет быстро повышаться благодаря открытому транзистору M7. Время после подключения VSupply, в течение которого M7 остается открытым, определяется емкостью конденсатора C1, и выбирается большим, чем время заряда входной емкости транзистора M5. За это время через M5 проходит какое-то количество тока.
При разработке схемы необходимо тщательно рассматривать вопрос о компромиссе между зарядом затвора транзистора M5 и сопротивлением открытого канала RDS(ON). Но, в любом случае, сумма сквозного тока и тока заряда затвора будет на несколько порядков меньше, чем бросок тока в отсутствии ограничителя.
Одновременно, при подключении VSupply, через состоящее из M1…M4 каскодное токовое зеркало в «землю» начинает в начинает стекать ток ISink. Стабилитроном D1 и резистором R1 задается постоянное напряжение для токового зеркала, а резистором R2 устанавливается ток ISink в соответствии с выражением
 |
(1) |
Поскольку рассчитать VDS аналитически на основании справочных данных на транзисторы невозможно, пришлось воспользоваться Spice-моделированием. К счастью, оказалось, что в схеме токового зеркала можно использовать множество транзисторов.
В справочных материалах на MOSFET транзисторы плоская часть зависимости общего заряда затвора (QG) от напряжения затвор-исток (VGS) называется «плато Миллера». В этой области напряжение сток-исток (VDS) изменяется линейно и, практически, не зависит от тока стока.
Поэтому, если в пределах этой области линейно удалять заряд током ISink (как только выключится M7), напряжение VDS будет изменяться линейно, а скорость его изменения dVIn/dt, соответственно, будет постоянной. Полагая VIn = VSupply при полностью открытом M5, получаем:
 |
(2) |
где:
 |
(3) |
Здесь ΔT – время нарастания VIn, а ΔQ – разность зарядов в начале и в конце «плато Миллера», полученная из графиков в справочных материалах на транзистор M5, на основании которой можно оценить ΔT. Разница между рассчитанным и истинным значением ΔT не превысит 2 – 3 раз.
Стабилитрон D2 поддерживает напряжение на затворе M5 ниже допустимого максимума на уровне VGS(M5) = –VZener(D2). R4 изолирует M2 и M4 от VSupply, уменьшая емкостную нагрузку на источник питания. M6 служит для отключения источника питания. При высоком уровне напряжения на затворе M6, транзистор M5 быстро выключается и изолирует источник питания от нагрузки. При подаче низкого уровня начинается рост VIn.
Выбор транзисторов определяет допустимый диапазон VSupply. Пороговым напряжением затворов транзисторов M1…M7 определяется VSupply(min), а допустимым напряжением сток-исток – VSupply(max). При использовании транзисторов, изображенных на схеме, диапазон VSupply составит от 3 до 30 В. Максимальный ток покоя не превышает 1.5 мкА, а при входном напряжении 20 В – 1.0 мкА. В основном, этот ток расходуется на поддержание управляющего напряжения для токового зеркала.
 |
| Рисунок 2. Альтернативный источник втекающего тока потребляет больше тока, зато для установки ISink требуются только VRef и R4. |
На Рисунке 2 показан альтернативный вариант источника втекающего тока. Rail-to-Rail ОУ сравнивает напряжение VRef, устанавливаемое резисторами R1 и R2, с напряжением на резисторе R4, через который протекает ISink, и стабилизирует ток токового зеркала на уровне 200 нА. Для низковольтных приложений надо выбирать N-канальный транзистор M1 с логическими уровнями управления. Для высоковольтных приложений напряжение VDSS(M1) должно быть больше, чем VSupply. Маломощный линейный стабилизатор напряжения LT3008 обеспечивает питанием операционный усилитель. Типовое потребление этого источника тока – 10 мкА, но его очевидным преимуществом является простота.
От редактора перевода
Зависимость VGS(QG) для транзистора Si4431CDY
