Во многих приложениях требуются широкодиапазонные перестраиваемые LC-генераторы, способные обеспечивать почти постоянную частоту и практически полное отсутствие гармоник, даже при изменении выходной нагрузки схемы. С точки зрения конструкции устройства исключение отводов от индуктивных или емкостных ветвей LC- цепи и трансформаторных связей в частотно-задающей цепи упрощает проектирование и производство, равно как и дает возможность при необходимости заземлить одну сторону колебательного контура. Для выполнения этих требований нужна схема, которая может автоматически и эффективно регулировать петлевое усиление, что является основным критерием для генерации. Кроме того, схема должна обеспечивать достаточное усиление для генерации с низкоимпедансными LC-цепями и регулировать амплитуду колебаний для улучшения стабильности частоты и минимизации общих гармонических искажений.
 |
|
| Рисунок 1. | Базовая схема генератора образована параллельным LC-контуром и усилителем- преобразователем напряжение-ток. |
В своих попытках решения этих проблем разработчики создавали множество топологий схем, среди которых были очень сложные, однако использование некоторых основных свойств активных устройств может помочь им добиться приемлемого поведения и от простой схемы генератора. На Рисунке 1 показана базовая конфигурация LC-генератора. Усилитель работает как неинвертирующий источник тока, управляемый напряжением. LC-цепь преобразует выходной ток усилителя IOUT в напряжение VIN, которое служит входным сигналом усилителя. Формальное условие возникновения колебаний выражается формулой (1):
 |
(1) |
Здесь
AO – общий коэффициент усиления по напряжению,
RD – резонансное сопротивление индуктивно-емкостной цепи.
В практических схемах величина сопротивления RD зависит от свойств элементов LC-цепи и, следовательно, может иметь широкий диапазон значений. Кроме того, формула (1) предполагает, что характеристики усилителя идеальны, то есть не зависят от частоты.
Рисунок 1 и формула (1) дают простое представление об основной проблеме проектирования. Если для работы в большой полосе частот требуется использование нескольких LC-цепей с широко изменяющимися значениями RD, то и характеристики усилителя должны перестраиваться в широком диапазоне. Можно настроить усиление таким образом, чтобы выполнить условие ограничения усиления для случая наихудших параметров LC-цепи, а затем, используя нелинейность устройства, уменьшать усиление при перегрузках. Однако при большой перегрузке усилителя его входное и выходное дифференциальные сопротивления могут упасть до небольших долей от их оптимальных высокоомных значений. Высокий уровень нелинейных искажений также может ухудшить стабильность частоты. Более того, эти эффекты сильно зависят от напряжения питания усилителя, что ухудшает стабильность частоты, если напряжение питания меняется в зависимости от нагрузки.
В разных схемах генераторов используются различные конструкции усилительного блока, показанного на Рисунке 1. Популярный транзисторный каскад с общим эмиттером или общим истоком имеет два существенных недостатка. Во-первых, такой усилитель является инвертирующим, а во-вторых, его выход не ведет себя как хороший источник тока, особенно при большой нагрузке. Попытки избежать этих проблем включают трансформаторную связь или согласование импедансов в LC-цепи с помощью отводов катушки, но это усложняет конструкцию и лишь частично решает проблемы.
 |
|
| Рисунок 2. | Добавление второго преобразователя напряжение-ток изолирует резонансный контур. |
На Рисунке 2 показана другая топология генератора, основанная на двух каскадах неинвертирующих усилителей A1 и A2, работающих как преобразователи напряжения в ток (источники тока, управляемые напряжением). В этой схеме резистор связи RS преобразует выходной ток IIN усилителя A1 в напряжение VIN, которое подается на второй каскад A2. Динамическое сопротивление настроенной LC-цепи преобразует выходной ток усилителя A2 в выходное напряжение V22, которое возвращается на вход A1, замыкая петлю положительной обратной связи. Общее петлевое усиление ATOTAL выражается формулой (2):
 |
(2) |
В этой формуле
RD = QωL – динамическое сопротивление LC-контура на резонансной частоте ω,
Q – добротность LC-контура,
A1 и A2 – эквивалентные коэффициенты усиления обоих усилительных каскадов,
|y21S1| и |y21S2| – действительные части полной дифференциальной проводимости прямой передачи (крутизны) обоих усилительных каскадов.
Для поддержания незатухающих колебаний условие ATOTAL > 1 в формуле (1) должно выполняться для всех значений динамического сопротивления RD колебательного контура. Теоретически это условие не представляет никаких проблем, однако на практике возникает ситуация, когда схема должна работать как LC-генератор с широким диапазоном перестройки индуктивностей и емкостей, с широким диапазоном изменения добротности Q настроенного контура, определяемой в первую очередь катушкой индуктивности, с постоянной амплитудой выходного сигнала при любом сочетании первых двух условий и с минимально возможной зависимостью частоты от напряжения питания и нагрузки.
 |
|
| Рисунок 3. | Напряжение управления усилением создается выпрямлением части сигнала. |
Большинство схем LC-генераторов не могут одновременно удовлетворять всем этим требованиям. Каждая схема генератора может отвечать лишь отдельным требованиям, но ни одна не может поддерживать их все, если не усложнить схему сверх разумных пределов. На Рисунке 3 показана схема, получающая от V22 внешнее постоянное напряжение для управления коэффициентами преобразования напряжения в ток, то есть коэффициентами усиления A1 и A2. Контроль усиления обоих каскадов значительно повышает эффективность управления. В дополнение к исходной положительной обратной связи, необходимой для запуска и поддержания колебаний, можно добавить в схему генератора канал косвенной отрицательной обратной связи, чтобы ограничить амплитуду V22. Чтобы соответствовать первоначальным целям проектирования, усилительные блоки A1 и A2 должны иметь управляемые напряжением амплитудные характеристики, обладать линейными характеристиками управления усилением (Рисунок 4), не должны инвертировать фазу сигнала и почти не должны потреблять входной ток. Кроме того, для эмуляции источника тока усилитель A2 должен иметь максимально возможное внутреннее дифференциальное выходное сопротивление.
 |
|
| Рисунок 4. | Характеристика управления идеализированного полевого транзистора с p-n переходом показывает линейную зависимость крутизны от напряжения затвор-исток. |
Лучшими активными устройствами для обоих усилительных каскадов являются подобранные n-канальные полевые транзисторы средней мощности с p-n переходом BF245B, имеющие ток стока 5 мА при напряжении затвор-исток, равном 0 В, и напряжении сток-исток 15 В. На Рисунке 5 показана окончательная схема, в которой Q2 работает как усилитель с общим стоком (A2), а Q1 – как усилитель с общим затвором (A1).
 |
|
| Рисунок 5. | Законченная схема генератора состоит из минимального количества компонентов. |
Переход затвор-исток транзистора Q1 выпрямляет переменное напряжение V22 колебательного контура. Конденсатор связи C4 на Рисунке 5 одновременно выполняет функцию сглаживающего конденсатора CS на Рисунке 3, поскольку его нижний вывод соединяется с землей через низкое сопротивление контурной катушки L постоянному току. Постоянное управляющее напряжение подается на затвор транзистора Q2 через резистор R2. Конденсатор C2 соединяет затвор Q2 с землей по переменному току; транзистор Q2 работает в режиме включения с общим затвором, поскольку исток Q1 управляет истоком Q2. Чтобы свести к минимуму отклонения частоты из-за изменений нагрузки, в сток транзистора Q1 включен относительно низкоомный резистор R4, изолирующий выход от частотно-задающих элементов схемы. Кроме того, по одному выводу L и C соединено с землей.
Осциллограммы на Рисунках 6а и 6б не показывают существенного изменения напряжения на настроенном контуре даже при очень разных значениях L и C. В диапазоне напряжений питания от 8 до 30 В напряжение на контуре меняется не более чем на 3%. Такая же или лучшая стабильность амплитуды выходного напряжения (Рисунок 6в) сохраняется даже на частотах от 5 кГц до 50 МГц без подстройки номиналов каких-либо пассивных компонентов, за исключением L и C. Уменьшение сопротивления R4 уменьшает выходное напряжение, что еще больше снижает влияние изменений нагрузки на рабочую частоту.
 |
|
 |
|
 |
|
| Рисунок 6. | Чистая синусоида (V22 на Рисунке 3) на настроенном контуре с резонансной частотой 280 кГц при L1 = 147 мкГн и C1 = 2200 пФ (а). Синусоида при L1 = 56 мкГн и C1 = 60 пФ (б). Выходной сигнал VOUT на частоте настройки 280 кГц при L1 = 147 мкГн и C1 = 2200 пФ имеет плоскую вершину (в). |
Уровень верхней плоской части VOUT соответствует потенциалу земли, а отрицательным сигнал становится из-за отрицательного напряжения источника питания. Благодаря автоматической регулировке усиления форма сигнала остается удивительно стабильной независимо от частоты, а слегка закругленные углы, в основном проявляющиеся на частотах выше 25 МГц, обусловлены, прежде всего, паразитными емкостями. Идеальность синусоиды обеспечивается только на незаземленной стороне LC-цепи. В других узлах схемы наблюдается отсечка сигналов напряжения и тока, поскольку оба транзистора работают примерно в режиме класса B, смещаясь в сторону класса C по мере увеличения напряжения питания. Можно взять синусоиду непосредственно с LC-цепи, но изменения импеданса нагрузки будут влиять на рабочую частоту.
С другой стороны, отрицательная обратная связь по постоянному току, управляющая коэффициентами усиления обоих транзисторов, не позволяет даже относительно большим изменениям импеданса нагрузки контура существенно влиять на амплитуду синусоиды до тех пор, пока добротность LC-цепи не упадет до очень низкого уровня. Ценой усложнения схемы и увеличения количества компонентов можно добавить буферный каскад и извлечь истинную синусоиду из LC-цепи, но в первоначальном приложении радиомаяка, для которого создавался этот генератор, постоянство амплитуды выходного сигнала было важнее, чем его форма.
Купить BF245 на РадиоЛоцман.Цены
