Оптимизация высоковольтных измерений с помощью адаптивного аттенюатора

Журнал РАДИОЛОЦМАН, июнь 2016

Steven Galecki

Electronic Design

Эта схема автоматически ослабляет высокое напряжение до уровня, соответствующего входному диапазону АЦП и обеспечивающего наилучшую точность преобразования.

Всем знакома проблема измерения напряжений, превышающих рабочий диапазон входных напряжений АЦП, используемого в составе измерительной схемы. Одним из распространенных методов является использование делителя напряжения на основе цепочки резисторов, в которой соотношение сопротивлений резисторов подобрано таким образом, чтобы наибольшее из измеряемых напряжений масштабировалось до уровня, не превосходящего напряжения опорного источника АЦП. Этот подход обеспечивает фиксированное ослабление, однако, для слабых входных сигналов используется не весь динамический диапазон АЦП, что приводит к потере точности. Кроме того, непредусмотренные сигналы чрезмерно большого уровня могут повредить входные цепи АЦП, а также привести к искажению сигнала из-за изменений импеданса схемы.

Обсуждаемая здесь альтернативная схема для повышения точности измерений масштабирует входное напряжение, используя несколько делителей напряжения. Ее преимущество заключается в том, что источником сигнала для этой схемы является источник втекающего тока, питающий определенный диапазон импедансов (сопротивлений) нагрузки.

Делитель напряжения основан на матрице резисторов R-2R (Рисунок 1). На каждое последующее плечо делителя (или верхний вывод резистора 20 кОм) поступает половина напряжения предыдущего плеча. Напряжение в точке A вдвое меньше напряжения V_IN, а напряжение в точке B вдвое меньше, чем в точке A. Соответственно, ток в каждом последующем плече вдвое меньше, чем в предыдущем. Ток, текущий через резистор R5, равен половине тока резистора R4, который, в свою очередь, составляет половину тока R3, а ток через R3 равен половине тока, втекающего в матрицу R-2R. Входной импеданс схемы будет равен 10 кОм.

Рисунок 1.	Основой схемы является матрица R-2R, позволяющая создать несколько точек ослабления сигнала.

Напряжения в различных узлах схемы резистивного делителя (V_IN, A, B) могут быть выше напряжения опорного источника преобразователя данных. Вместо измерения напряжений в узлах эта схема измеряет токи, текущие через каждое плечо. Три операционных усилителя (ОУ), отражающих токи, текущие через резисторы R3, R4 и R6 (Рисунок 2), используются для создания виртуальных земель резисторной цепочки.

Рисунок 2.	Операционные усилители используются для создания виртуальных земель, необходимых для того, чтобы в схеме могла работать матрица R-2R. Параллельно резисторам обратной связи каждого ОУ включены пары диодов, ограничивающие напряжения на этих резисторах.

U1 изменяет выходное напряжение Out_1 (и ток через R3 и резистор обратной связи R9) таким образом, чтобы напряжение на инвертирующем входе U1 было равно напряжению на неинвертирующем входе. Выходное напряжение усилителя U1 равно

Для того. чтобы ограничить падение напряжения на резисторе обратной связи до уровня примерно 2 В, параллельно R9 включены два последовательных диода (синий светодиод и диод Шоттки).

Ток утечки влияет на напряжение, падающее на резисторе обратной связи, ухудшая точность схемы, однако у синих светодиодов этот ток очень мал. Низкая емкость диода Шоттки (порядка 2 пФ при напряжении 0 В) уменьшает емкостную нагрузку светодиода на цепь обратной связи. Аналогичные схемы используются и в остальных плечах схемы R-2R.

Рисунок 3.	Полная схема на основе матрицы резисторов R-2R с операционными усилителями, переключающими компараторы, и аналоговым мультиплексором.

Затем выходное напряжение ОУ поступает на две схемы (Рисунок 3). Первая представляет собой компаратор с порогом, равным V_REF. Состояние компаратора изменяется, когда выходное напряжение ОУ превышает V_REF, и его выход дает контроллеру информацию о необходимом коэффициенте усиления аналогового сигнала. Выходы ОУ также подключены к входам аналогового мультиплексора U5, состояние выхода которого определяется адресом подключенного канала, то есть, в конечном счете, компаратором с наибольшим входным сигналом, не превышающим V_REF (см. Таблицу 1).

Таблица 1.	Выход аналогового мультиплексора, управляемого компараторами.
sat1 (Вход A0 микросхемы ADG604) sat2 (Вход A1 микросхемы ADG604) Выход ADG604 0 0 Out_1 1 0 Out_2 0 1 — 1 1 Out_4

Если уровень сигнала U1 таков, что его можно подавать на АЦП, напряжение не масштабируется (1:1), и младший значащий бит АЦП соответствует ½ V_REF. Если U1 входит в насыщение, тогда используется сигнал от усилителя U2. Идущий к АЦП сигнал ослабляется в соотношении 2:1, и младший значащий бит АЦП соответствует V_REF, что достигается путем сдвига на один разряд влево слова данных АЦП. При насыщении U2 используется сигнал от усилителя U3. Сигнал, идущий к АЦП, ослабляется в соотношении 4:1, и младший значащий бит АЦП соответствует 2 × V_REF; в этом случае данные АЦП сдвигаются влево на два разряда.

Эта схема позволяет использовать всю точность АЦП при измерениях сигнала в любом диапазоне. Сигнал с уровнем 1.0 В может быть измерен с 10-битной точностью при использовании опорного напряжения V_REF = 1.25 В (примерно 1.25 мВ/бит), и в то же время с помощью того же АЦП 4-вольтовый сигнал (примерно 5 мВ/бит) будет измеряться с такой же 10-битной четностью. Кроме того, она самостоятельно выбирает соответствующий коэффициент усиления сигнала до тех пор, пока схема измерений не перегружена большими сигналами.

Материалы по теме