Бестрансформаторный DC/DC преобразователь 12 В в 180 В

Texas Instruments LP2951 CD40106B

Некоторые датчики для портативных или автомобильных приложений нуждаются в точно регулируемом высоковольтном смещении и потребляют очень мало тока. Для получения таких высоких напряжений из низкого напряжения батареи разработчики обычно используют импульсные DC/DC преобразователи – как правило, обратноходовые. Эти преобразователи отличаются высоким КПД при средней или большой выходной мощности. Однако при низкой мощности, необходимой цепям смещения некоторых датчиков, ток, потребляемый драйвером силового ключа и схемой регулятора, может заметно снижать общий КПД. Кроме того, подходящий для такого преобразователя трансформатор редко удается найти среди стандартных компонентов, а значит, потребуется разработка заказного устройства. На это может уйти до 70% всего времени проектирования.

Вебинар Экономичные решения МЕAN WELL для надежных разработок - 30.09.2021

Эта бестрансформаторная схема, в которой использованы четыре общедоступных микросхемы, преобразует 12 В в напряжение 180 В.
Рисунок 1. Эта бестрансформаторная схема, в которой использованы четыре
общедоступных микросхемы, преобразует 12 В в напряжение 180 В.

Схема на Рисунке 1 позволяет обойти проблемы, связанные с трансформатором, благодаря использованию бестрансформаторной топологии с коммутируемыми конденсаторами на общедоступных компонентах. Принципы работы схемы можно описать, рассмотрев сначала поведение одного элемента с переключаемым конденсатором, а затем распространив концепцию на N-элементный умножитель напряжения. Эквивалентная схема первой ячейки с коммутируемым конденсатором изображена на Рисунке 2.

Эта схема иллюстрирует принцип работы базовой ячейки удвоителя напряжения.
Рисунок 2. Эта схема иллюстрирует принцип работы базовой ячейки удвоителя
напряжения.

Два комплементарных MOSFET Q1 и Q2 в двухтактной конфигурации представляют выходной каскад инвертора с триггером Шмиттта CD40106. Входной сигнал VIN управляет двухтактным каскадом, на выходе которого формируются прямоугольные импульсы с размахом от 0 до 12 В и частотой 150 кГц. Если считать, что в течение первого полупериода этих импульсов напряжение VIN равно 12 В, то транзистор Q1 будет открыт, а Q2 – закрыт. Соответственно, диод D1 смещен в прямом направлении, и конденсатор C1 заряжается до положительного напряжения VC1 = VDD – VD, где VD – прямое падение напряжения на D1 (0.7 В). При этом диод D2 смещен в прямом направлении, и конденсатор COUT заряжается до напряжения VOUT = VDD – 2VD. Во время второго полупериода состояния меняются на противоположные: напряжение VIN равно 0 В, Q1 закрыт, а Q2 открыт; в результате отрицательный вывод C1 оказывается подключенным к напряжению питания. В таком состоянии потенциал положительного вывода C1 поднимается до напряжения, превышающего напряжение питания VDD. Теперь D1 становится смещенным в обратном направлении, позволяя конденсатору C2 вновь заряжаться через диод D2. Если предположить, что емкость конденсатора COUT значительно меньше, чем C1, то значение, которого достигает напряжение VOUT, можно рассчитать так:

Таким образом, если считать, что VDD >> VD, можно увидеть, что схема на Рисунке 2 действует как ячейка удвоителя напряжения.

Если соединить N удвоителей напряжения в цепочку, изображенную Рисунке 1, расширение принципа удвоения напряжения даст

  (1)

Из этой формулы можно определить количество N инверторов, необходимых для получения заданного высокого выходного напряжения:

  (2)

Для того чтобы оценить ресурсы, необходимые для получения выходного напряжения 180 В из напряжения свинцово-кислотной батареи 12 В, которое может колебаться от 11 до 13.5 В, следует воспользоваться формулой (2) для худшего случая, когда VDD = 11 В, что дает

Таким образом, для этой конструкции потребуются три микросхемы инверторов с триггерами Шмитта CD40106, как показано на Рисунке 1. Из формулы (1) можно увидеть, что колебания напряжения свинцово-кислотной батареи от 11 до 13.5 В приводят к пропорциональным отклонениям выходного напряжения от 195 до 243 В. Для приложений, требующих точного смещения, это неприемлемо. Очевидное решение проблемы состоит в том, чтобы стабилизировать выходное напряжение VOUT. Можно использовать любой из двух методов регулирования: подключить высоковольтный регулятор непосредственно к выходной клемме VOUT или управлять низким напряжением питания VDD КМОП инверторов, чтобы косвенно регулировать выходное напряжение VOUT. Из-за высокой стоимости и низкого КПД высоковольтных линейных регуляторов в схеме на Рисунке 1 используется второй метод регулирования.

Таблица 1. Стабилизация входного напряжения
при IOUT = 20 мкА
VBAT (В) VOUT (В)
11 180.3
12 180.3
13 180.3
14 180.3

Ключевым элементом цепи обратной связи является недорогой LDO стабилизатор напряжения LP2951 (IC4). Регулируемое выходное напряжение VDD этого стабилизатора используется для питания 16 инверторов с триггерами Шмита (IC1 … IC3). В такой конфигурации схемы микросхема IC4 должна работать с входными напряжениями в диапазоне всего от 11 до 13.5 В. Выходное напряжение VOUT подается обратно на усилитель ошибки микросхемы IC4 через резистивный делитель R2, R3 и P3. Первая ячейка умножителя IC1A вырабатывает сигнал прямоугольной формы, необходимый 18-элементному умножителю напряжения на коммутируемых конденсаторах. Цепь обратной связи R1, C1 превращает этот инвертор с триггером Шмитта в автоколебательный генератор, частота прямоугольных импульсов на выходе которого равна 150 кГц. В Таблицах 1 и 2 показаны измеренные электрические характеристики стабилизированного DC/DC преобразователя 12 В/180 В. Характеристики стабилизации по входному напряжению в Таблице 1 подтверждают, что при отклонениях напряжения батареи от 1 до 14 В существенных изменений выходного напряжения не происходит. Из характеристик стабилизации выходного напряжения по току нагрузки в Таблице 2 видно, что КПД мощности достигает 61%, максимальный выходной ток составляет 1 мА, а пиковые значения пульсаций выходного напряжения не превышают 0.2 В.

Таблица 2. Стабилизация выходного напряжения по току
нагрузки при VBAT = 12 В
IOUT (мА) VOUT (В) Пульсации
пик-пик (В)
IBAT (мА) КПД (%)
0 180.3 0.08 3.4
200 180.6 0.1 7.6 40
400 180.7 0.1 11.7 52
800 180.2 0.15 19.8 61
1000 179 0.2 25 60

Материалы по теме

  1. Datasheet Texas Instruments LP2951
  2. Datasheet Texas Instruments CD40106B

EDN

Перевод: AlexAAN по заказу РадиоЛоцман

На английском языке: Build a transformerless 12V-to-180V dc/dc converter

Изготовление 1-4 слойных печатных плат за $2

Исполнение: uSOP8. Название LP2951ACDM-5.0R2 Бренд ONS Корпус uSOP8
Десси
Россия
LP2951ACDM-5.0R2
ON Semiconductor
19,96 ₽
Кремний
Россия и страны СНГ
LP2951ADR2
по запросу
Прецизионный высоковольтный операционный усилитель ADA4097−1 с низким потреблением от Analog Devices
Для комментирования материалов с сайта и получения полного доступа к нашему форуму Вам необходимо зарегистрироваться.
Имя
Фрагменты обсуждения:Полный вариант обсуждения »
  • Я дико извиняюсь, но данный конкретный способ повышения напряжения известен очень давно. В том числе, с использованием конкретно этой микросхемы. В чем тут новизна? Очередная абсолютно бесполезная статья
  • Видимо в том, что вместо очередного описания давно известного способа автор предложил работающую (надеюсь, что действительно работающую) схему. И да, форум - не патентное бюро, на него требование новизны не распространяется.
  • Может "отстал от жизни",но как то без гальванической (трансформаторной) развязки непривычно.
  • Есть еще одна особенность. Преобразователь на ключах и конденсаторах имеет очень низкий КПД: каждая перезарядка конденсатора теряет в ключе как минимум половину энергии
  • Рабочее напряжение конденсаторов должно увеличиваться по мере нарастания порядкового номера вплоть до 250В, а в схеме все на 63В.