Некоторые датчики для портативных или автомобильных приложений нуждаются в точно регулируемом высоковольтном смещении и потребляют очень мало тока. Для получения таких высоких напряжений из низкого напряжения батареи разработчики обычно используют импульсные DC/DC преобразователи – как правило, обратноходовые. Эти преобразователи отличаются высоким КПД при средней или большой выходной мощности. Однако при низкой мощности, необходимой цепям смещения некоторых датчиков, ток, потребляемый драйвером силового ключа и схемой регулятора, может заметно снижать общий КПД. Кроме того, подходящий для такого преобразователя трансформатор редко удается найти среди стандартных компонентов, а значит, потребуется разработка заказного устройства. На это может уйти до 70% всего времени проектирования.
 |
||
| Рисунок 1. | Эта бестрансформаторная схема, в которой использованы четыре общедоступных микросхемы, преобразует 12 В в напряжение 180 В. |
|
Схема на Рисунке 1 позволяет обойти проблемы, связанные с трансформатором, благодаря использованию бестрансформаторной топологии с коммутируемыми конденсаторами на общедоступных компонентах. Принципы работы схемы можно описать, рассмотрев сначала поведение одного элемента с переключаемым конденсатором, а затем распространив концепцию на N-элементный умножитель напряжения. Эквивалентная схема первой ячейки с коммутируемым конденсатором изображена на Рисунке 2.
 |
||
| Рисунок 2. | Эта схема иллюстрирует принцип работы базовой ячейки удвоителя напряжения. |
|
Два комплементарных MOSFET Q1 и Q2 в двухтактной конфигурации представляют выходной каскад инвертора с триггером Шмиттта CD40106. Входной сигнал VIN управляет двухтактным каскадом, на выходе которого формируются прямоугольные импульсы с размахом от 0 до 12 В и частотой 150 кГц. Если считать, что в течение первого полупериода этих импульсов напряжение VIN равно 12 В, то транзистор Q1 будет открыт, а Q2 – закрыт. Соответственно, диод D1 смещен в прямом направлении, и конденсатор C1 заряжается до положительного напряжения VC1 = VDD – VD, где VD – прямое падение напряжения на D1 (0.7 В). При этом диод D2 смещен в прямом направлении, и конденсатор COUT заряжается до напряжения VOUT = VDD – 2VD. Во время второго полупериода состояния меняются на противоположные: напряжение VIN равно 0 В, Q1 закрыт, а Q2 открыт; в результате отрицательный вывод C1 оказывается подключенным к напряжению питания. В таком состоянии потенциал положительного вывода C1 поднимается до напряжения, превышающего напряжение питания VDD. Теперь D1 становится смещенным в обратном направлении, позволяя конденсатору C2 вновь заряжаться через диод D2. Если предположить, что емкость конденсатора COUT значительно меньше, чем C1, то значение, которого достигает напряжение VOUT, можно рассчитать так:
Таким образом, если считать, что VDD >> VD, можно увидеть, что схема на Рисунке 2 действует как ячейка удвоителя напряжения.
Если соединить N удвоителей напряжения в цепочку, изображенную Рисунке 1, расширение принципа удвоения напряжения даст
 |
(1) |
Из этой формулы можно определить количество N инверторов, необходимых для получения заданного высокого выходного напряжения:
 |
(2) |
Для того чтобы оценить ресурсы, необходимые для получения выходного напряжения 180 В из напряжения свинцово-кислотной батареи 12 В, которое может колебаться от 11 до 13.5 В, следует воспользоваться формулой (2) для худшего случая, когда VDD = 11 В, что дает
Таким образом, для этой конструкции потребуются три микросхемы инверторов с триггерами Шмитта CD40106, как показано на Рисунке 1. Из формулы (1) можно увидеть, что колебания напряжения свинцово-кислотной батареи от 11 до 13.5 В приводят к пропорциональным отклонениям выходного напряжения от 195 до 243 В. Для приложений, требующих точного смещения, это неприемлемо. Очевидное решение проблемы состоит в том, чтобы стабилизировать выходное напряжение VOUT. Можно использовать любой из двух методов регулирования: подключить высоковольтный регулятор непосредственно к выходной клемме VOUT или управлять низким напряжением питания VDD КМОП инверторов, чтобы косвенно регулировать выходное напряжение VOUT. Из-за высокой стоимости и низкого КПД высоковольтных линейных регуляторов в схеме на Рисунке 1 используется второй метод регулирования.
| Таблица 1. | Стабилизация входного напряжения при IOUT = 20 мкА |
||||||||||
|
|||||||||||
Ключевым элементом цепи обратной связи является недорогой LDO стабилизатор напряжения LP2951 (IC4). Регулируемое выходное напряжение VDD этого стабилизатора используется для питания 16 инверторов с триггерами Шмита (IC1 … IC3). В такой конфигурации схемы микросхема IC4 должна работать с входными напряжениями в диапазоне всего от 11 до 13.5 В. Выходное напряжение VOUT подается обратно на усилитель ошибки микросхемы IC4 через резистивный делитель R2, R3 и P3. Первая ячейка умножителя IC1A вырабатывает сигнал прямоугольной формы, необходимый 18-элементному умножителю напряжения на коммутируемых конденсаторах. Цепь обратной связи R1, C1 превращает этот инвертор с триггером Шмитта в автоколебательный генератор, частота прямоугольных импульсов на выходе которого равна 150 кГц. В Таблицах 1 и 2 показаны измеренные электрические характеристики стабилизированного DC/DC преобразователя 12 В/180 В. Характеристики стабилизации по входному напряжению в Таблице 1 подтверждают, что при отклонениях напряжения батареи от 1 до 14 В существенных изменений выходного напряжения не происходит. Из характеристик стабилизации выходного напряжения по току нагрузки в Таблице 2 видно, что КПД мощности достигает 61%, максимальный выходной ток составляет 1 мА, а пиковые значения пульсаций выходного напряжения не превышают 0.2 В.
| Таблица 2. | Стабилизация выходного напряжения по току нагрузки при VBAT = 12 В |
||||||||||||||||||||||||||||||
|
|||||||||||||||||||||||||||||||
Купить LP2951 на РадиоЛоцман.Цены
