КМОП инвертор преобразует радиочастотные сигналы в цифровые логические уровни

В различных приложениях, начиная от частотомеров и синтезаторов частот, и заканчивая преобразованием сигналов датчиков, требуется преобразование радиочастотных сигналов в цифровые логические уровни. В таких ситуациях разработчики, как правило, используют высокоскоростной компаратор. Благодаря большому коэффициенту усиления компараторы напряжения обычно обладают хорошей чувствительностью, но им присущи и некоторые недостатки. Высокоскоростные компараторы дороги, их непросто купить, и производство каждой модели поддерживается относительно недолго.

Для частот до 180 МГц привлекательным решением может быть схема на Рисунке 1. Используемая в этой конструкции микросхема 74LVCU04, содержащая шесть высокоскоростных КМОП инверторов, легкодоступна и имеется у многих продавцов. К тому же, во многих приложениях несколько таких инверторов могут оставаться неиспользованными. Инвертор IC_1A, работающий как линейный предусилитель, образует входной каскад преобразователя. Резистор R₃ смещает рабочую точку инвертора в линейную область, устанавливая его входное и выходное напряжения на уровне половины напряжения источника питания: V_I1 = V_O1 = V_DD/2. Поскольку на высоких частотах коэффициент усиления по переменному току быстродействующего КМОП инвертора относительно невелик (V_O1/V_I1 ≈ 7), за предусилителем следуют дополнительные каскады усиления. В общем случае при отсутствии входного ВЧ сигнала дополнительные каскады инверторов ухудшают устойчивость схемы на низких частотах и на постоянном токе.

Рисунок 1.	Три быстродействующих КМОП инвертора и несколько пассивных компонентов образуют преобразователь радиочастотных сигналов в цифровые логические уровни.

Схема на Рисунке 1 устраняет этот недостаток благодаря использованию топологии, основанной на триггере Шмитта и схеме усилителя IC_1B и IC_1C, которая включает в себя цепь частотно-зависимой положительной обратной связи, состоящую из R₁, R₂, C_D1 и C_D2. В зависимости от входной частоты цепь ведет себя по-разному: На высоких частотах пара развязывающих конденсаторов C_DC1 и C_DC2 закорачивает резистор обратной связи R₁, исключая постоянную времени, вносимую цепью положительной обратной связи R₁, R₂ и входной емкостью инвертора IC_1B. Следовательно, на высоких частотах три инвертора IC_1A, IC_1B и IC_1C ведут себя как три каскадированных высокоскоростных усилителя, обеспечивающих наилучшие характеристики в полосе пропускания входного сигнала. На постоянном токе и низких частотах влиянием пар развязывающих конденсаторов C_DC1 и C_DC2 можно пренебречь, а инверторы IC_1B, IC_1C и цепь положительной обратной связи R₁, R₂ работают как схема триггера Шмитта. Выбор напряжений верхнего и нижнего порогов V_TH и V_TL на входе триггера Шмитта V_O1 является результатом компромисса между чувствительностью входа V_S и обеспечением безусловной устойчивости выхода компаратора. Напряжения верхнего и нижнего порогов рассчитываются по следующим формулам:

(1)

(2)

Чтобы компенсировать спад чувствительности на высоких частотах, на вход компаратора добавлена низкодобротная цепь согласования импедансов, состоящая из L₁ и C₁. Исходя из цели получения приемлемой чувствительности на частотах до 160 МГц, эта цепь должна обеспечивать согласование 50-омного источника высокочастотного сигнала с входным импедансом Z_I1 инвертора IC_1A на частоте 150 МГц. К сожалению, производители цифровых микросхем входные импедансы логических устройств обычно не указывают. При проектировании согласующей цепи первой задачей является использование векторного анализатора цепей Agilent для измерения s-параметра S₁₁ на входе V_I1 инвертора IC_1A. На Рисунке 2 показана круговая диаграмма Смита для параметра S₁₁ инвертора.

 

Рисунок 2.	На этой диаграмме, полученной с помощью векторного анализатора цепей Agilent N3382A, показан параметр S11, измеренный на входе первого инвертора при уровне мощности источника сигнала –6 дБм.

Учитывая, что

(3)

для нахождения входного импеданса первого инвертора на интересующей частоте при Z_C = 50 Ом можно использовать данные Рисунка 2. Для частоты 150 МГц это дает Z_I1 = 106.1 Ом – j116.7 Ом (Маркер 4 на Рисунке 2). Чтобы определить номиналы компонентов согласующей цепи, можно воспользоваться любым из программных инструментов, указанных ссылками [1] и [2]. Тот, кто не знаком с расчетами на основе диаграммы Смита, может продолжить аналитические вычисления, используя следующий метод:

1. С помощью формул последовательно-параллельного преобразования (4) и (5) приведите выражения для входного импеданса первого инвертора к параллельной форме:

(4)

(5)

Применение этих формул для частоты 150 МГц дает R_P = 233 Ом и X_P = 213 Ом. (На частоте 150 МГц реактивная составляющая импеданса X_P представлена входной емкостью C_P, равной 5 пФ).

2. Рассчитайте начальные значения параметров цепи, чтобы выполнить согласование вещественной части входного импеданса первого инвертора RP с 50-омным источником высокочастотного сигнала. Номиналы согласующих компонентов рассчитываются по формулам (6) и (7) [3]:

(6)

(7)

Для частоты 150 МГц эти формулы дают L₁ ≈ 100 нГн и C₁ + C_P ≈ 8.7 пФ.

2. Для расчета значения C₁ вычтите входную емкость C_P = 5 пФ из результата, полученного с помощью формулы (7):

(8)

Рисунок 3.	График зависимости уровня входного сигнала от рабочей частоты высокочастотного компаратора, измеренный относительно опорного уровня источника высокочастотного сигнала до чистого логического выхода, показывает чувствительность лучше 100 мВ на частоте 160 МГц и возможность использования схемы на частотах до 200 МГц.

При построении схемы использованы стандартные номиналы компонентов, наиболее близкие к расчетным значениям: L₁ = 100 нГн и C₁ = 3.6 пФ. Как видно из графика зависимости уровня входного сигнала от рабочей частоты на Рисунке 3, повышенная чувствительность схемы для частот от 100 до 170 МГц наглядно подтверждает эффективность схемы согласования импедансов. Можно оптимизировать чувствительность схемы в любой другой интересующей полосе частот, применив этот метод для выбранной частоты. Мощность, потребляемая преобразователем, для входных сигналов в полосе от 10 до 180 МГц изменяется незначительно. В наихудших условиях потребление тока при напряжении питания 3.3 В не превышает 58 мА.

Ссылки

1. Smith tool, Ansoft Corp.
2. Ansoft Designer: Student Version, Ansoft Corp.
3. Bowick, Chris, RF Circuit Design, HW Sams & Co, Indianapolis, IN, 1988.

Материалы по теме

1. Datasheet Texas Instruments SN74LVCU04D