Усовершенствованная схема ограничения тока для повышенных напряжений

Журнал РАДИОЛОЦМАН, ноябрь 2013

Описанный ранее ограничитель тока [1] хорошо работает при низких напряжениях питания, но при напряжении более 10 В становится неточным. Теперь же предлагается усовершенствованная версия схемы, способная быстро реагировать на падение сопротивления нагрузки при более высоких напряжениях.

В предыдущей статье была описана технология защиты от превышения рассеиваемой мощности «проходного» транзистора в схеме ограничителя тока нагрузки. Хотя при низких напряжениях эта схема работает исключительно эффективно, при напряжениях выше 10 В она теряет точность. Кроме того, на порог срабатывания влияют изменения окружающей температуры. Добавив всего несколько недорогих компонентов, характеристики схемы можно значительно улучшить.

В традиционной схеме, выделенной пунктирной линией на Рисунке 1, порог ограничения тока задается резистором R1:

где V_BE(Q1) – напряжение база-эмиттер транзистора Q1, равное, как правило, примерно 0.7 В.

Рисунок 1.	Простая схема ограничения тока (внутри пунктирной линии) весьма эффективна при низких напряжениях питания, но теряет точность при напряжениях свыше 20 В. Добавив в схему всего несколько компонентов, можно значительно расширить диапазона ее рабочих напряжений.

Эта простая схема очень эффективна, если ток I_CL относительно мал, а напряжение питания не слишком велико. Но в случае нарушения режима работы, повлекшего либо рост напряжения питания, либо ненормальное уменьшение сопротивления нагрузки, рассеиваемая на проходном транзисторе Q2 мощность становится слишком большой.

Например, если схема рассчитана на ограничение при I_CL = 100 мА и питается напряжением V_S = 20 В, при коротком замыкании нагрузки на транзисторе Q2 будет рассеиваться мощность 2 Вт. Для малосигнальных транзисторов, подобных 2N3906, предельными являются уровни мощности 625 мВт. Это означает, что для сохранения безопасной температуры перехода придется использовать более крупный транзистор с дополнительным теплоотводом. Соответствующее увеличение цены для многих приложений может оказаться недопустимым.

Дополнительные компоненты на Рисунке 1 успешно решают эти проблемы. На элементах Q3 и IC1 сделана цепь контроля мощности, запирающая Q2, если рассеиваемая на нем мощность превысит заданный уровень. В трехвыводной микросхеме регулируемого точного шунтового стабилизатора напряжения объединены источник опорного напряжения, компаратор и выходной каскад с открытым коллектором.

Напряжение на управляющем входе, измеренное относительно анодного вывода, сравнивается с напряжением внутреннего опорного источника, имеющем номинальное значение V_Ref = 2.5 В. В выключенном состоянии, когда напряжение на входе Ref (Упр.) равно нулю, ток через катодный вывод не превышает 1 мкА. По мере приближения напряжения к V_Ref ток катода плавно слегка увеличивается. Прибор полностью включается, когда входное напряжение превысит порог 2.5 В, при этом катодное напряжение относительно анода падает примерно до 2 В.

Микросхема IC1и делитель R5/R6 отслеживают напряжение V_CE(Q2) на коллекторе транзистора Q2. Величины сопротивлений R5 и R6 выбраны таким образом, чтобы при достижении V_CE(Q2) критического значения напряжение на входе Ref было равно точно 2.5 В. При этом напряжении IC1 включается, и потекший через R4 ток открывает транзистор Q3. Вследствие этого напряжение база-эмиттер Q2 падает практически до нуля, Q2 закрывается, и ток нагрузки прекращается.

Критическое значение V_CE(Q2) зависит от максимально допустимой рассеиваемой мощности, P_D(max) и I_CL. Если выбрать транзистор типа 2N3906 с максимальной рассеиваемой мощностью 625 мВт при 25 °C, граница безопасной работы PD(max) может быть установлена на уровне 500 мВт. Если I_CL = 100 мА, рассеиваемая Q2 мощность не превысит 500 мВт при напряжении между коллектором и эмиттером равном 5 В.

Значения R5 и R6 можно определить с помощью следующего выражения:

Например, если P_D(max) = 500 мВт, I_CL = 100 мА и V_Ref = 2.5 В, то R5 = R6.

При указанных на схеме номиналах компонентов и и V_S = 20 В мощность, рассеиваемая транзистором Q2, возрастает линейно до тех пор, пока сопротивление нагрузки не станет меньше 180 Ом – значения, с которого начинается область ограничения (Рисунок 2). Когда сопротивление упадет примерно до 144 Ом, рассеиваемая на Q2 мощность достигнет 494 мВт. При дальнейшем снижении сопротивления напряжение коллектор-эмиттер транзистора Q2 достигает 5 В, IC1 и Q3 полностью открываются и запирают транзистор Q2. Рассеиваемая мощность сразу же падает до нуля, защищая Q2 от повреждения.

Рисунок 2.	Зависимость демонстрирует очень высокую скорость реакции при падении сопротивления нагрузки до опасного уровня.

Ток нагрузки изменяется в соответствии с уменьшением сопротивления нагрузки. Вначале ток нарастает линейно до уровня примерно 100 мА, с которого начинается область ограничения (Рисунок 3). В точке закрывания транзистора Q2 ток нагрузки немедленно падает примерно до 10 мА. В таком «выключенном» состоянии схема защелкивается, и с этого момента ток нагрузки определяется практически одним лишь током IC1. Чтобы вернуть схему в рабочее состояние, необходимо либо выключить и вновь включить питание, либо отсоединить нагрузку. Схема обеспечивает быструю и точную защиту проходного транзистора Q2. В связи с высокой чувствительностью схемы для предотвращения ложных срабатываний может потребоваться дополнительный конденсатор C1, фильтрующий напряжение на входе Ref микросхемы IC1. Кроме того, причиной ложных срабатываний может быть и высокая скорость отклика схемы, если нагрузка является источником больших пусковых токов.

Рисунок 3.	На графике зависимости протекающего через нагрузку тока от сопротивления нагрузки видна область ограничения между 180 Ом и 144 Ом, после которой ток нагрузки отсекается и падает до уровня 10 мА.

Ссылки по теме

1. «Схема ограничения тока останется холодной», РадиоЛоцман, 2013, апрель, стр. 42.