Последнее пополнение ADCMP60x семейства компараторов компании Analog Devices, Inc. заполняет разрыв между компараторами с временем срабатывания менее 1 мкс и потреблением энергии от 100 до 200 мВт и компараторами с временем срабатывания приблизительно 1 мкс и потреблением энергии в тысячу раз меньшим, чем у ранее упомянутых микросхем. Компараторы ADCMP60x обеспечивают низкую величину отношения времени задержки к потреблению тока, работают с входными и выходными сигналами величиной, достигающей питающего напряжения. ADCMP60x предоставляют различные опции для получения гистерезиса, работы с защелкиванием и режима отключения. Некоторые из них имеют встроенную функцию преобразования логических уровней. Более того, отношение задержки сигнала для положительного и отрицательного переключений близко к идеальной величине 1 с 8 % допуском для ADCMP600, ADCMP601, ADCMP602, и ADCMP603 и с 6,7 % допуском для ADCMP608 и ADCMP609 членов семейства.
Данное отношение очень важно для приложений, в которых и положительный и отрицательный уровень сигнала одинаково важен. На рис. 1 показана одна из таких схем. Изменение состояния выходного сигнала детектора отражает изменение знака первой производной входного сигнала; другими словами, схема определяет положение минимумов и максимумов входного сигнала на временной оси. Использованная в схеме детектора микросхема ADCMP601 для IC2, и IC1 - усилитель с токовой обратной связью компании Analog Devices. Микросхема IC1 включена по схеме повторителя сигнала с включенными встечно-параллельно импульсными диодами с барьером Шоттки, D1 и D2, между выходом и инвертирующим входом усилителя. Входы компаратора IC2 подключены к источнику входного напряжения и выходу усилителя с токовой обратной связью. Такое включение увеличивает разницу напряжений VIN–VA между входами компаратора. Схема использует эту разницу для скачкообразного изменения в тот момент или период, в который меняется знак изменения входного сигнала. Эта разность напряжений составляет двойное падение напряжения диодов D1 и D2 на прямом токе, который вы определяете как VIN/RF.
Использование усилителя с обратной связью в качестве IC1 вызвано тем, что динамика протекания тока через его инвертирующий вход равномерна при его включении по схеме повторителя сигнала. Номиналы резисторов RS и RF те же что рекомендуются в ссылке 2 для коэффициента усиления 1. Вам не надо беспокоится о нестабильной работе благодаря наличию встречно параллельно включенных диодов в цепи токовой обратной связи усилителя. Эти диоды увеличивают номинал сопротивления обратной связи до величины более 499 Ом. До тех пор, пока входное напряжение равняется приблизительно 0 В, частотная зависимость усиления IC1 для номинала RF большего чем 499 Ом остается плоской.
Анализ отклика повторителя напряжения на рис. 1 для синусоидального входного напряжения использует выражения 
/T и =2
f, где f это частота входного сигнала и T угловая частота перехода усилителя. На угловой частоте перехода, отношение ZM (величина реактивного сопротивления усилителя) к RF падает до единицы. Это упрощает выражение для вычисления задержки , tD, на рис. 2 которая зависит от VF - прямого напряжения на диоде D1, Vm - амплитуды напряжения входного сигнала, Rm0 - крутизны характеристики усилителя с токовой обратной связью и 
угла электрической ошибки в радианах. Период входного гармонического напряжения, T на рис. 2 составляет 2 радиан. Результирующая ошибка детектора составляет , что несколько меньше теоретической. Это уменьшение обусловлено тем, что необходимая разница напряжения в точке перегиба напряжения VA(t) требуемого компаратору для переключения меньше чем величина VF.
