Станислав Косенко
заслуженный рационализатор РФ,
инженер-электроник научно-исследовательского отдела при Военном институте радиоэлектроники, г. Воронеж
При разработке источников питания (ИП) и выборе варианта схемотехнического построения такого устройства конструктор обычно руководствуется главными показателями качества, к которым относят выходную мощность и КПД. Но может случиться так, что ИП, сконструированный с учетом только главных показателей качества, окажется непригодным к производству по причине несоответствия отдельных, менее значимых в общей иерархической структуре, показателей рекомендациям Международного Электротехнического Комитета (IEC), изложенным в регламентирующем документе EN61000-3-2.
Данный документ нормирует уровни гармоник в спектральном составе тока, потребляемого от сети, и требует, чтобы коэффициент мощности устройства был близок к 1. Под коэффициентом мощности устройства подразумевают отношение реальной мощности, используемой устройством, к кажущейся (мнимой), являющейся произведением эффективного значения потребляемого тока и эффективного напряжения на входе. Например, для устройств с индуктивной или емкостной нагрузкой коэффициент мощности есть ни что иное, как косинус сдвига фаз между потребляемым током и входным напряжением. Действительно, если не принять специальных мер, форма тока, потребляемого импульсным источником питания от сети (импульсным преобразователем), будет далека от синусоидальной. Этот факт становится очевидным, если учесть, что обычно в преобразователе на входе используют двухполупериодный (мостовой) выпрямитель, а затем выпрямленное напряжение подают на входной фильтрующий конденсатор сравнительно большой (десятки-сотни микрофарад) емкости. Поскольку конденсатор заряжается почти до амплитудного значения входного выпрямленного напряжения, напряжение на входе диодного моста в течение большей части полупериода оказывается меньше, чем отфильтрованное выпрямленное, поэтому диоды выпрямителя будут открываться лишь на короткие промежутки времени. Это значит, что потребляемый от сети ток представляет собой последовательность коротких импульсов с частотой повторения 100 Гц значительной амплитуды, в 5...10 раз превышающей его среднее значение. Именно поэтому рекомендации в упомянутом документе EN61000-3-2 предъявляют жесткие требования к уровню третьей, пятой и т.д., вплоть до тридцать девятой, гармоник потребляемого тока.
Устранить такое нежелательное снижение качества ИП можно с помощью корректора коэффициента мощности (ККМ; в англоязычной литературе -PFC, Power Factor Corrector), один из наиболее часто применяемых вариантов построения которого приведен в статье [1]. Функциональная схема описанного ККМ представлена на рис. 1.
В основе использованного схемотехнического решения заключен принцип действия так называемой бустерной схемы (однотактного импульсного повышающего преобразователя с накоплением энергии в магнито про воде дросселя и последующей ее передачей в нагрузку) с некоторыми дополнительными электронными узлами, входящими в состав показанной на рисунке специализированной интегральной схемы L6561, производимой корпорацией STMicroelectronics. Рассмотрим подробнее работу устройства.
На вход ККМ через сетевой фильтр и выпрямитель (на рисунке не показаны) подают выпрямленное сетевое напряжение Vi, представляющее собой последовательность положительных полупериодов синусоиды, следующих с частотой 100 Гц. Входной конденсатор Ci сравнительно небольшой емкости (доли - единицы микрофарад) частично отфильтровывает высокочастотные импульсные помехи. С появлением напряжения питания (в пусковом режиме в этих целях используют ограниченное гасящим резистором сетевое выпрямленное напряжение) в интегральной схеме включается автогенераторный узел запуска STARTER, который через логический элемент 2ИЛИ формирует пусковой импульс, устанавливая RS-триггер по входу S в состояние "1". Узел формирования управляющих импульсов DRIVER включает коммутирующий транзистор Q, подавая на его затвор ступенчатое напряжение величиной примерно 12 В. Канал сток-исток в транзисторе открывается, и через первичную обмотку трансформатора Т под воздействием входного напряжения начинает протекать линейно возрастающий ток Switch current (Isw)- В укрупненном масштабе диаграммы токов в схеме ККМ показаны на рис. 2, на котором составляющая Isw в треугольном импульсе тока оттенена сплошной серой заливкой. Выключение транзистора произойдет после того, как RS-триггер по входу R будет установлен в состояние "О".
Момент выключения определяется ШИМ-компаратором (PWM COMPARATOR) в результате сравнения мгновенного значения тока коммутации Isw (этот сигнал Vcs снимают с датчика тока Rs в истоковой цепи транзистора) - по инвертирующему входу, по неинвертирующему входу -откорректированного перемножителем аналоговых сигналов MULTIPLIER мгновенного значения выпрямленного сетевого напряжения Vcs ref. Суть такого корректирования мы рассмотрим позже, а сейчас отметим, что указанные моменты времени соответствуют точкам А, В, С и т. д. на рис. 2, огибающая которых (Inductor current peak envelope) в точности повторяет форму входного напряжения Vi. После выключения коммутирующего транзистора ток в первичной обмотке трансформатора мгновенно исчезнуть не может. Поскольку теперь канал сток-исток коммутирующего транзистора находится в высокоимпедансном состоянии, ЭДС самоиндукции первичной обмотки трансформатора откроет ранее закрытый диод D, и ток ld (правая часть треугольного импульса на рис. 2), уменьшаясь со временем по абсолютному значению, разветвляется на зарядный ток конденсатора IС и выходной ток в нагрузке I0 (рис. 1). На интервале времени, когда коммутирующий транзистор включен, диод D закрыт, поскольку его анод находится под нулевым потенциалом, а к катоду приложено положительное выходное напряжение +VO, и ток в нагрузке I0 поддерживается исключительно за счет заряда конденсатора Со емкостью в несколько десятков микрофарад. Фактически трансформатор Т в примененной схеме включения используется как многообмоточный дроссель, поскольку почти вся энергия, накапливаемая в первичной обмотке трансформатора и магнитопроводе на интервале времени, когда коммутирующий транзистор открыт, отдается в нагрузку после выключения транзистора.
И лишь мизерная часть энергии используется вторичной обмоткой трансформатора для получения сигнала о нулевом значении тока в первичной обмотке перед очередным включением транзистора. Сигнал уменьшения тока в первичной обмотке трансформатора с некоторым коэффициентом трансформации передается во вторичную обмотку, и отслеживается узлом обнаружения нулевого значения тока ZCD (Zero Current Detection). В момент времени, когда ток принимает нулевое значение, узел ZCD через логический элемент 2ИЛИ снова устанавливает RS-триггер по входу S в состояние "1", и циклический процесс накопления энергии в магнитопроводе трансформатора, а затем - передачи ее к выходному фильтрующему конденсатору и в нагрузку, повторяется. Как указывалось, огибающая пиковых значений тока в первичной обмотке трансформатора ILpK (рис. 2) в точности повторяет форму входного синусоидального напряжения Vi, а усредненное за полупериод среднее значение тока Id (Low frequency diod current) составляет примерно его половинный уровень, что и требуется от ККМ - придать потребляемому току синусоидальную форму. На рисунке показано также постоянное значение выходного тока I0, равное примерно половине от амплитудного значения Id. Отметим, что формируемые автогенераторным узлом STARTER пусковые импульсы следуют с периодом 75...150 мкс (максимальная частота повторения не превышает 13 кГц). Поскольку минимальную рабочую частоту преобразования в схеме ККМ обычно выбирают не менее 35 кГц, после выхода устройства на рабочий режим узел запуска никак не влияет на процессы, происходящие в схеме. Возвращаясь к рис. 1, поясним роль перемножителя в корректировании мгновенного значения выпрямленного сетевого напряжения, определяющего момент выключения транзистора, о чем упоминалось ранее. На один из входов перемножителя аналоговых сигналов MULTIPLIER подают уменьшенное резистивным делителем R1R2 в КP раз выпрямленное сетевое напряжение KpVi, на второй - выходное напряжение VCOMP усилителя сигнала ошибки Е/А (Error Amplifier), охваченного частотно-зависимой цепью обратной связи Е/А COMPENSATION NETWORK. В свою очередь, неинвертирующий вход усилителя Е/А подключают к источнику образцового напряжения 2,5 В, а инвертирующий вход через делитель R3R4 соединяют с выходным напряжением VO, приведенным также к уровню 2,5 В. Если полосу пропускания усилителя за счет обратной связи выбрать достаточно узкой (допустим, ограничить частотой среза 20 Гц), то постоянное выходное напряжение VCOMP в течение полупериода сетевого напряжения будет эффективно отслеживать уровень выходного напряжения ККМ, снижаясь при его увеличении, и наоборот. При этом коэффициент передачи G1(s) усилителя Е/А с цепью компенсации Е/А COMPENSATION NETWORK зависит от частоты.
Перемножитель аналоговых сигналов MULTIPLIER является линейным устройством, характеризующимся некоторым коэффициентом передачи G2. В отличие от усилителя Е/А, значение G2 от частоты не зависит. На выходе перемножителя получают образцовый сигнал Vcs ref, как это показано на рис. 1. При этом мгновенное значение сигнала Vcs ref пропорционально как выпрямленному сетевому напряжению (повторяет его форму), так и постоянному напряжению VCOMP на выходе усилителеля Е/А (зависит от выходного напряжения преобразователя Vo). Таким образом, изменение VCOMP вследствие колебаний входного напряжения (или нагрузки) позволяет в каждой точке синусоиды управлять моментом выключения коммутирующего транзистора, тем самым стабилизируя выходное напряжение Vo.
Стабилизация выходного напряжения Vo становится возможной вследствие особой организации структурных связей между перечисленными элементами ККМ (рис.1). Как явствует из рисунка, усилитель Е/А с коэффициентом передачи G1(s), перемножитель с коэффициентом передачи G2, ШИ-модулятор с коэффициентом передачи G3 и выходной каскад с коэффициентом передачи G4(s) образуют замкнутый контур регулирования, причем в установившемся режиме амплитудные и фазовые соотношения сигналов в отдельных элементах контура способствуют достаточно эффективной стабилизации выходного напряжения. В отличие от обратно-ходовых преобразователей, ККМ не отслеживает пульсации выходного напряжения и не реагирует на них, а стабилизирует лишь усредненное за полупериод синусоиды с частотой 50 Гц выходное напряжение.
Из рис. 2 видно (это можно также показать аналитически), что в описанном ККМ фиксированы промежутки времени, соответствующие включенному состоянию коммутирующего транзистора, а частота преобразования изменяется как в зависимости от фазового сдвига относительно начала каждого полупериода сетевого напряжения, так и при колебаниях нагрузки и сетевого напряжения. Индуктивность первичной обмотки трансформатора выбирают такой, чтобы частота преобразования не выходила за пределы интервала 30...100 кГц. Поскольку каждый новый цикл преобразования начинается сразу же после того, как ток в первичной обмотке трансформатора принимает нулевое значение, о чем пояснялось выше, такой режим называют переходным между прерывистыми и непрерывными токами в обмотках (в англоязычной терминологии - Transition Mode). Графически он идентичен проиллюстрированному на рис. 3 (в, г) в статье "Использование потенциальных резервов в микросхемах серии VIPerXXX" (см. "Вестник электроники", 2005, № 1. С. 10-13). Такой режим считают стандартным для ККМ, и используют его для импульсных преобразователей мощностью не более 150 Вт, когда амплитудное значение импульсных токов, действующих в схеме, сравнительно невелико. При большей преобразуемой мощности (вплоть до 350...400 Вт) используют режим непрерывных токов(ванглоязычнойтерминологии-Continuous Conduction Mode) в обмотках трансформатора, показанный в том же номере "Вестника электроники" на рис. 3 (а, б). В этом режиме амплитудное значение токов получается значительно меньшим, чем в переходном. Применительно к режиму непрерывных токов в статье [2] описан ККМ с фиксированным интервалом выключенного состояния коммутирующего транзистора, хотя существуют также и другие схемные решения, и при необходимости конструктор ими может легко воспользоваться.
В качестве примера рассмотрим ККМ (рис. 3) мощностью 80 Вт на основе специализированной микросхемы L6561. Такой корректор можно использовать в составе электронного балласта для двух люминесцентных ламп мощностью по 40 Вт каждая. Корпус микросхемы - DIP-8 или SO-8, назначение выводов представлено в табл. 1. Полная функциональная схема изделия L6561, принцип работы, порядок расчета ККМ достаточно подробно описаны в [3]. Основные узлы контроллера охарактеризованы нами в ходе пояснения рис. 1, и повторно останавливаться на них не имеет особого смысла, за исключением, пожалуй, вопросов, связанных с питанием микросхемы и некоторыми другими особенностями устройства. Как видно из рис. 3, в пусковом режиме напряжение питания поступает от сетевого выпрямителя BRIDGE с по-мехоподавляющим конденсатором С1 через гасящие резисторы R4R5 на фильтрующие конденсаторы С29С4, соединенные с выводом 8 микросхемы. В рабочем режиме высокочастотные импульсы напряжения питания с обмотки связи трансформатора, ограниченные гасящим резистором R14 и стабилитроном D2, подают на вывод 8 через разделительный конденсатор С5 и развязывающий диод D8. Внутренний защитный стабилитрон в микросхеме повторно ограничивает напряжение питания по выводу 8 на уровне примерно 20 В, которое затем снижается линейным регулятором до 7 В и используется для питания всех узлов в микросхеме, за исключением узла формирования управляющих импульсов, который подключен непосредственно к напряжению питания микросхемы Vcc.
Для исключения "дребезга" в работе микросхемы ее включение происходит при входном напряжении Vcc свыше 13 В, а выключение - при напряжении питания менее 10,3 В. Если входное напряжение меньше 13 В в пусковом режиме, микросхема не работает, и потребляемый ею ток не превышает 90 мкА. Это позволяет в пусковом режиме использовать гасящий резистор в несколько сотен ки-лоом(на рис. 3-360 кОм), что снижает потребляемую контроллером мощность и оптимизирует КПД преобразователя при малых нагрузках. Такой гистерезис по питанию контроллера обеспечивается не показанным на рисунках узлом обнаружения пониженного напряжения питания UVLO (UnderVoltage LockOut). При увеличении Vcc до 18 В внутренний стабилитрон (на схеме не показан) ограничит дальнейшее его возрастание.
Эффективная стабилизация выходного напряжения преобразователя реализована в микросхеме путем его сравнения с образцовым напряжением Vref=2,5 В, погрешность установки которого внутренним источником не превышает 1% при температуре 25 OС
Для стабилизации и регулирования выходного напряжения в схеме ККМ использован сигнал Vcs, создаваемый током коммутации Isw на параллельно соединенных резисторах R9R10.
Помимо регулирования, в микросхеме реализовано также защитное отключение преобразователя в случае чрезмерного повышения выходного напряжения (OverVoltage Protection - OVP). При этом возрастает ток через делитель напряжения R11R12R13. Поскольку напряжение на резисторе R13 через высокоомный вход 1 INV "привязано" к уровню 2,5 В, избыточный (по сравнению с установившимся рабочим режимом) ток перезаряжает конденсатор С23 в цепи обратной связи усилителя Е/А, как это показано на рис. 4, а затем по выводу 2 СОМР микросхемы затекает в низкоомный выход усилителя и ответвляется на компаратор тока с пороговым значением 40 мкА. Если втекающий по выводу 2 ток превысит 37 мкА, контроллер включает так называемое "мягкое торможение", ограничивая длительность коммутирующих импульсов и потребление энергии от сети, что приводит к постепенному снижению выходного напряжения. В случае, если втекающий ток продолжает увеличиваться, и при этом превышает 40 мкА, контроллер осуществляет так называемое "резкое торможение", отключая узел формирования управляющих импульсов, и даже - автогенераторный узел пусковых импульсов. Благодаря гистерезисным свойствам компаратора втекающего тока, повторное включение микросхемы произойдет только после того, как ток снизится до 10 мкА.
Такое защитное отключение эффективно при кратковременном возрастании выходного напряжения вследствие повышения сетевого напряжения или снижения нагрузки. Но перечисленных мер может оказаться недостаточно, например, при полном отключении нагрузки. В этих целях отдельный компаратор напряжения (рис. 4) по инвертирующему входу контролирует значение выходного напряжения усилителя сигнала ошибки. При снижении напряжения на выходе усилителя от 2,5 до 2,25 В (напомним, что с увеличением напряжения по инвертирующему входу выходное напряжение усилителя уменьшается) произойдет отключение узла формирования управляющих импульсов и некоторых других элементов, что снизит потребление тока микросхемой до 1,4 мА вместо установившихся в рабочем режиме 4 мА. Нормальное функционирование микросхемы возобновится после увеличения выходного напряжения усилителя сигнала ошибки свыше 2,25 В, т.е. после выхода рабочей точки в область линейного регулирования.
И последний элемент ККМ, требующий дополнительных пояснений, - цепь оптимизации коэффициента гармоник КГ (Total Harmonic Distortion - THD Reducer), выделенная на рис. 3 пунктиром. Необходимость такой оптимизации становится очевидной, если рассмотреть работу выпрямителя BRIDGE вблизи нулевого значения сетевого напряжения. Конечное значение падения напряжения на диодах выпрямителя, а также наличие помехоподавляющего конденсатора С1 приводит к возникновению так называемых искажений входного тока типа "ступенька". Цепь оптимизации принудительно увеличивает интервал включенного состояния коммутирующего транзистора вблизи нулевого значения сетевого напряжения, и в результате запасенная в магнито-проводе энергия возрастает, а время паузы, в течение которой отсутствует передача энергии в выходные цепи -уменьшается. Как свидетельствуют данные, приведенные в [3], во всем интервале входного напряжения 85...265 В колебания КГ без ц епи оптимизации составляют 3,7... 13,7% соответственно, а при ее наличии -2,9...8,1%, КПД устройства изменяется в пределах 92,8...97,3%, коэффициент мощности - 0,999...0,893, выходное на-пряжениеУо поддерживается равным 400 В с отклонением не более 0,1 В.
- Control Loop Modeling Of L6561- Based TM PFC. Application Note AN1- 089.
- Design Of Fixed-Off-Time-Controlled PFC Pre-Regulators With The L6562. Ap plication Note AN 1792
- L6561 Enhanced Transition Mode Power Factor Corrector. Application Note AN966.
ПетроИнТрейд
