Это просто неизбежный факт: параметры электронных компонентов изменяются в зависимости от температуры. Даже самые стабильные источники опорного напряжения, операционные усилители, кварцевые генераторы и т.д. имеют ненулевые температурные коэффициенты. Эти эффекты можно смягчить с помощью различных методов компенсации, но в особо требовательных приложениях лучшим (единственным) решением может быть термостат для компонентов.
Термостаты, как правило, относительно велики и энергоемки, поэтому их сложно встроить в миниатюрные энергоэффективные конструкции. Представленная здесь конструкция термостата (Рисунок 1) не может устранить эти проблемы, но сводит их к минимуму.
 |
|
| Рисунок 1. | Термостат на основе ∆VBE мощного самоподогреваемого биполярного транзистора с мультиплексированием функций, находящегося в плотном тепловом контакте с компонентом, требующим контроля температуры, и с датчиком VBE для измерения температуры. |
Она включает в себя три идеи.
- Переключение мощного биполярного транзистора между измерением собственной температуры и самоподогревом для самоконтроля его температуры.
- Хорошая тепловая связь транзистора термостата с компонентом, требующим контроля температуры. Таким образом, термостатируя самого себя, транзистор также термостатирует термически связанный с ним компонент.
- Использование измерения изменения напряжения база-эмиттер (∆VBE) для получения точного и не требующего калибровки значения абсолютной температуры транзистора (в градусах Кельвина), позволяющего устанавливать точные пороговые значения температуры [1].
Очевидный альтернативный метод – использование температурного коэффициента напряжения база-эмиттер (VBE) транзистора для измерения собственной температуры – привлекателен своей кажущейся простотой, но на практике его полезность ограничена непредсказуемым разбросом VBE от транзистора к транзистору. В [1] известный гуру аналоговых технологий Джим Уильямс объяснил, почему эта проблема требует первоначальной калибровки транзистора датчика (и повторной калибровки, если датчик когда-либо потребуется заменить).
Но затем он спас положение, предложив гениальное решение.
Оказывается, писал Джим, что, хотя напряжение VBE случайного транзистора на постоянном токе не предсказуемо и бесполезно, изменение VBE биполярного транзистора при изменяющемся токе очень предсказуемо. В частности, оно надежно подчиняется этой простой логарифмической формуле:
где – TABS абсолютная температура в градусах Кельвина. Поэтому при использовании в качестве термометра
Обратите внимание на легко запоминающуюся константу «пятьдесят на пятьдесят»!
В этом приложении термостата I2/I1 = 2, так что
На Рисунке 2 показаны два цикла работы термостата длительностью 8.33 мс. Каждый соответствует полупериоду переменного сетевого напряжения 60 Гц (50 Гц также подойдет), поэтому они повторяются с частотой 120 Гц и состоят из четырех этапов.
 |
|
| Рисунок 2. | Цикл измерения/регулирования температуры с двумя циклами работы термостата по 8.33 мс, где каждый из этих циклов состоит из четырех этапов: автообнуление, сравнение порогов, нагрев/охлаждение и сброс A1b. |
Этап 1:
Автоматическая установка нуля включает интервал порядка 520 мкс, необходимый для того, чтобы ток эмиттера IQ1 транзистора Q1 увеличивался от нуля до примерно 50 мА – значения, при котором напряжение на неинвертирующем входе A1c достигает порога 500 мВ, установленного на инвертирующем входе делителем R4, R5, R6 опорного напряжения 5.00 В, получаемого от микросхемы U2. Во время этого этапа сигнал на выводе 8 компаратора A1c имеет низкий уровень, настраивая коммутаторы U1a и U1b на автообнуление усилителя A1a. Автообнуление A1a полезно из-за низкой амплитуды (<60 мкВ/K) сигнала ∆VBE по сравнению с напряжением смещения VOS усилителя A1 (типовое значение 2 мВ, максимальное значение 4.5 мВ). Без коррекции это означало бы (необнуленную) погрешность измерения температуры от 33 К до 75 К. Получение, удержание и, таким образом, вычитание напряжения VOS усилителя A1a на конденсаторе C1 позволяет избежать такой несправедливости.
Автообнуление заканчивается при IQ1 = 50 мА, когда падение напряжения VR3 на резисторе R3 достигает 500 мВ, вывод 8 компаратора A1c переключается в «0», и начинается этап сравнения порогов.
Этап 2:
Сравнение порогов занимает следующие 520 мкс, пока ток IQ1 удваивается с 50 мА до 100 мА, достигая вышеупомянутого отношения I2/I1 = 2 и, таким образом, создавая условие 59.61 мкВ/K для измерения ∆VBE. A1a сравнивает это значение с запрограммированной уставкой температуры с помощью резистора смещения уставки R2, рассчитанного таким образом, чтобы падение напряжения на резисторе R1 составляло
(Здесь TSETPOINT – уставка температуры в градусах Кельвина). В Таблице 1 приведены некоторые примеры сопротивлений R1 для выбранных порогов температур (ближайшие значения из стандартного ряда).
| Таблица 1. | Примеры сопротивлений R1 для выбранных порогов температур |
||||||||||||||||||
|
|||||||||||||||||||
Результат этапа сравнения порогов (T больше или меньше порога) выбирается и сохраняется на конденсаторе C2.
Этап 2 заканчивается при IQ1 = 100 мА и VR3 = 1 В установкой низкого уровня на выводе 14 элемента A1d и включением коммутатора U1c для переноса напряжения конденсатора C2. Результат сравнения уставки ∆VBE фиксируется бистабильной цепью на элементе A1b. Оттуда управляющий сигнал поступает на базу транзистора Q2, включающего/выключающего нагрев.
Этап 3:
Нагрев/охлаждение занимает бóльшую часть оставшегося полупериода сетевого напряжения. Выполняемое действие зависит от температуры, измеренной на Этапе 2, и результирующего состояния A1d и Q2. Обратите внимание, что левый полупериод на Рисунке 2 соответствует результату, когда T меньше порога (нагрев), а правый – T больше порога (охлаждение).
Этап 4:
Для сброса защелки A1b каждые 8.33 мс и подготовки к очередному циклу термостатирования используется сигнал пересечения нуля сетевым напряжением, подаваемый через включенный диодом транзистор Q3.
В заключение я должен сделать одно предостережение, касающееся попыток использовать для измерения ∆VBE мощные транзисторы; в большинстве случаев из этого ничего не получится.
Хотя характеристики практически всех малосигнальных транзисторов по своей природе хорошо соответствуют логарифмической зависимости, описанной Уильямсом, характеристики многих мощных транзисторов (а, может быть, и большинства) определенно не соответствуют. К счастью, ROHM 2SCR586J является удачным исключением и точно подчиняется арифметике «5050».
Честно говоря, если бы я не нашел его, я бы не писал эту статью.
Ссылка
- Jim Williams. Measurement and Control Circuit Collection. AN45.
