Недорогой прецизионный регулируемый источник опорного тока и его применение

Недорогие монолитные прецизионные регулируемые источники напряжения доступны во многих семействах от разных производителей, но это не относится к регулируемым прецизионным источникам тока. Это прискорбно, поскольку в большинстве высокоточных аналоговых приложений можно использовать оба опорных источника, и токовый часто оказывается более подходящим вариантом.

Представленная здесь идея источника опорного тока, как вытекающего, так и втекающего, основана на простой конструкции, обеспечивающей универсальность и хорошие характеристики при бюджетной цене. В конце статьи будет приведен пример приложения, в котором действительно необходим хороший источник тока. Вот как это работает.

На Рисунке 1 показана конфигурация источника втекающего тока.

Рисунок 1.	Регулируемый источник втекающего тока с хорошими значениями точности и других желаемых характеристик.

Начнем с того, что опорное напряжение 2.5 В вырабатывается недорогой микросхемой шунтового стабилизатора. В качестве примера приведен давно используемый и широко доступный (и дешевый) стабилизатор LM4040, но с таким же успехом можно использовать и другие аналогичные по характеристикам устройства, как и другие варианты (например, более высокие или более низкие напряжения V_REF). Сопротивление резистора R1 выбирается в соответствии с оптимальным током смещения источника опорного напряжения (I_REF), указанным производителем.

Для LM4040 это примерно 1 мА. Затем транзистор Q1 буферизует и смещает по уровню напряжение V_REF перед подачей его на базу транзистора Q2, а также осуществляет температурную компенсацию V_REF. Такая температурная компенсация работает лучше всего, если коллекторные токи Q1 и Q2 сделаны равными, для чего нужно, чтобы

где V_BE1 – напряжение база-эмиттер транзистора Q1. Одинаковые, но противоположные по знаку температурные коэффициенты двух транзисторов, равные примерно 2 мВ/°C, взаимно компенсируют друг друга, в результате чего выходной ток не зависит от температуры и составляет

Соответствие напряжений хорошее, поскольку насыщение транзистора Q2 и потеря регулирования происходят только в том случае, если V_OUT падает до уровня в пределах пары сотен милливольт от V_– + V_REF. Транзисторы Q1 и Q2 следует выбирать с учетом комплементарной симметрии и допустимых режимов (например, максимального напряжения коллектор-эмиттер), подходящих для предполагаемого приложения. Обычно хорошим выбором являются транзисторы 2N3904 и 2N3906.

На Рисунке 2 показана конфигурация источника вытекающего тока. Его расчетные формулы аналогичны формулам для источника втекающего тока.

Рисунок 2.	Регулируемый источник вытекающего тока с характеристиками, аналогичными схеме на Рисунке 1.

На Рисунке 3 показана схема приложения, в котором использование опорного источника на Рисунке 2 особенно оправданно. Она заимствована из более ранней идеи Ральфа Омбергера (Ralf Ohmberger) [1].

Рисунок 3.	В термостате на MOSFET, выполняющем одновременно функции датчика температуры и нагревателя, для задания требуемого значения температуры используется прецизионный источник тока.

MOSFET Q6 используется в качестве комбинированного датчика температуры и нагревателя; первую функцию обеспечивает паразитный диод полевого транзистора Q6, ток которого протекает через резистор R8 во время отрицательного полупериода переменного напряжения. Вторая функция основана на нормальной прямой проводимости полевого транзистора, ток которого протекает через диод D1 во время положительного полупериода переменного напряжения.

Схема термостата замыкает цепь обратной связи таким образом, что напряжение паразитного диода, снимаемое через диод D2 во время отрицательного полупериода, сравнивается с уставкой температуры, заданной потенциометром R4, и разность используется для управления нагревом транзистора сигналом, проходящим через Q3, Q4 и Q5. Максимальная мощность нагрева, которую может обеспечить транзистор Q6, составляет ½(24 В AC × 1.5 А) = 18 Вт; эта мощность используется для нагрева Q6 с КПД порядка 93%.

Хотя паразитный диод MOSFET, о котором шла речь в упомянутой статье, имел температурный коэффициент всего –0.807 мВ/°C, в техническом описании MOSFET IRF510 (см. Рисунок 7 в спецификации) указан больший (и более типичный для диода) температурный коэффициент –2 мВ/°C. Поскольку напряжение с информацией о температуре снимается с помощью диода D2 и сохраняется на запоминающем конденсаторе C1 во время отрицательного полупериода переменного напряжения, но не оказывает влияния до наступления интервала нагрева во время последующего положительного полупериода, это напряжение необходимо удерживать, и скорость его спада не должна быть больше, чем

если необходимо достичь стабильности термостата порядка одного градуса Цельсия.

Скорость спада напряжения на конденсаторе C1 определяется током 10 мкА, вытекающим из транзистора Q2, поэтому при C1 = 22 мкФ

Так что это работает.

Если температурный дрейф диода D2, составляющий 2 мВ/°C, оставить некомпенсированным, дрейф температуры окружающей среды будет один к одному проявляться в температуре перехода транзистора Q6. Это противоречило бы основному определению термостата: контролируемая температура должна быть (хотя бы в основном) независимой от температуры окружающей среды. К счастью, транзистор Q3 имеет такой же, но противоположный по знаку температурный коэффициент 2 мВ/°C, который при каскадном включении с D2 хорошо компенсирует суммарный дрейф.

Однако эта схема работает только потому, что в качестве опорного значения для задания температуры используется ток, а не напряжение. Это важно, так как если бы вместо тока использовалось опорное напряжение, регулировка уставки температуры привела бы к переменному уменьшению температурного коэффициента транзистора Q3, что нарушило бы точную компенсацию температурным коэффициентом диода D2. Очень большое (много мегаом) сопротивление источника тока Q2 позволяет избежать этого эффекта, и это одна из причин, по которой источник тока является лучшим выбором для этого приложения. 

Основой для задания уставки температуры в схеме на Рисунке 3 служит разность напряжений, создаваемая между конденсатором C1 и базой транзистора Q3 за счет падения напряжения на резисторах R4 + R5 от тока 10 мкА, вытекающего из опорного источника U1, Q1, Q2. Это работает хорошо, если напряжение, получаемое через диод D2 и сохраняющееся на конденсаторе C1, – которое в конечном итоге является функцией температуры перехода Q6, – будет точным представлением температуры тепловой нагрузки, подключенной к Q6, что зависит от плотности теплового контакта нагрузки и транзистора Q6. Точность также зависит от правильной калибровки R4 настройкой R5. Вот рекомендуемый метод.

Процедура калибровки термостата:

1. Отключите питание термостата.
2. Поместите транзистор Q6 в среду со стабильной температурой (например, порядка 25 °C) и дайте его температуре уравновеситься.
3. Выверните R4 и R5 полностью против часовой стрелки.
4. Подайте питание на термостат.
5. Медленно вращая потенциометр R5 по часовой стрелке, контролируйте напряжение на выводе истока Q6 (точка соединения резисторов R6 и R7).
6. При появлении сигнала на истоке Q6 немедленно остановитесь.

Теперь калибровка завершена.

С этого момента потенциометр R4 будет откалиброван для установки температуры в диапазоне примерно от 25 °C (полностью вывернут против часовой стрелки) до 150 °C (полностью вывернут по часовой стрелке). Обратите внимание, что в качестве аварийной защиты на случай, если какое-либо одно или все подключения к R4 или R5 (или к обоим) выйдут из строя и потеряют контакт, термостат либо продолжит работать нормально, либо немедленно и безопасно отключится и прекратит все поступление тепла от Q6. Это еще одно бесплатное преимущество использования опорного тока, а не напряжения.

Еще одной заслуживающей внимания особенностью схемы являются повышенные требования к трансформатору 24 В. Хотя пиковый ток, потребляемый транзистором Q6, не превышает 1.5 А, трансформатор рассчитан на вдвое больший ток 3 A. Двукратное увеличение мощности целесообразно из-за того, что время открытого состояния транзистора Q6 ограничено положительным полупериодом переменного напряжения. Для такого режима характерно появление большой постоянной составляющей тока во вторичной обмотке трансформатора. Это может привести к насыщению и перегреву сердечника.

Ссылка

1. Ralf Ohmberger. Measure junction temperature using the MOSFET body diode

Материалы по теме

1. Datasheet Microchip LM4040
2. Datasheet Vishay IRF510