Стабилизированный зарядовый насос с малым током потребления

  Журнал РАДИОЛОЦМАН, май 2013

Bruce Moore 

       EDN

Емкостные зарядовые насосы обычно неприменимы в схемах, потребляющих большой ток, но прекрасно работают в нише микромощных приложений, и, прежде всего, там, где первостепенное значение имеют малые габариты устройства. Наилучших результатов можно добиться в тех случаях, когда выходное напряжение в целое число раз превышает входное. Кратность входных и выходных напряжений является первостепенным условием высокого КПД насоса.

Зарядовые насосы также могут успешно использоваться при изменяющемся входном напряжении, когда источником является, например, батарея, в особенности, если сохранение заряда батареи важнее, чем КПД при полной нагрузке. Такая ситуация типична при питании микроконтроллера, основную часть времени находящегося в спящем режиме.

Для питания низковольтных микроконтроллеров, входящих, например, в семейства PIC24 или MSP430, обычно используется стабилизированный источник с выходным напряжением, скажем, 2.5 В. При низкой тактовой частоте они могут потреблять всего 25…50 мкА. В режиме ожидания, когда активны только часы реального времени, ток потребления становится совсем ничтожным, как правило, не превышающим одного микроампера. Вот как раз для таких приложений исключительно удобен описанный здесь двухкаскадный зарядовый насос, повышающий напряжение одного щелочного или никель-металлогидридного элемента до 2.5 В. «Крылья», на которые опирается зарядовый насос, называются «летающими конденсаторами», поочередно подключаемыми то к входу, то к выходу. Если конденсатор подключен к входному напряжению, образуется удвоитель напряжения. В случае стабилизированного токового насоса с фиксированным выходом напряжение на летающем конденсаторе может значительно отличаться от напряжения на конденсаторе выходного фильтра.

Следствием соединения двух конденсаторов, изначально заряженных до разных напряжений, будет искра, или рассеивание мощности в ключах, сопровождающие процесс перетекания заряда из одного конденсатора в другой. Именно по этой причине простой удвоитель напряжения обычно эффективнее, чем регулируемый зарядовый насос.

Рисунок 1.	В низковольтном стабилизированном зарядовом насосе для суммирования напряжений использована технология "летающих конденсаторов" (С2 и С4).

Зарядовый насос содержит генератор, образованную операционным усилителем и источником опорного напряжения петлю обратной связи, стабилизирующую выходное напряжение, две ступени умножителя напряжения и два «летающих конденсатора» C2 и C4 (Рисунок 1). Первый каскад насоса управляется непосредственно генератором, сделанным на компараторе микросхемы TS12011, выпускаемой компанией Touchstone Semiconductor. На второй каскад через инвертор поступает выходное напряжение первого каскада. КПД насоса при полной нагрузке в диапазоне входных напряжений 1…2.5 В меняется от 70% до 40%, что сопоставимо с параметрами линейного стабилизатора.

Состоящая из операционного усилителя (ОУ), компаратора и ИОН микросхема TS12011 имеет типовой ток потребления всего 3.2 мкА и способна работать при напряжении питания менее 1 В, то есть, от одноэлементной батареи. Выход компаратора имеет хорошую нагрузочную способность даже при напряжении ниже 0.8 В – необычное свойство, позволяющее управлять первым каскадом непосредственно импульсами генератора.

Семейству логических вентилей SN74AUP  было отдано предпочтение из-за исключительно малой мощности потребления. Для снижения потерь переключения MOSFET также тщательно выбирались среди транзисторов с низким пороговым напряжением и малым зарядом затвора. В результате удалось создать схему, ток покоя которой составляет всего 8 мкА.

Когда выходное напряжение достигает порога регулирования, установленного опорным источником и делителем обратной связи, низкий уровень на выходе ОУ остановливает RC генератор по входу защелки  (Рисунок 2).

Рисунок 2.	Генератор усравляет количеством перекаченного заряда, от которого зависит входное напряжение: UOUT (верхняя осциллограмма), Выход компаратора (средняя), выход ОУ (нижняя).

 Для обеспечения максимально возможного размаха напряжения на времязадающем конденсаторе C6 ширина петли гистерезиса выбрана весьма большой. Это создает для генератора наиболее эффективный режим работы с точки зрения величины отдаваемого тока. При использовании показанных на схеме номиналов компонентов максимальная частота будет равна примерно 1 кГц. Частоту можно увеличивать вплоть до 3 кГц, но это будет предельным значением, так как далее начнут сказываться ограничения, обусловленные задержкой распространения сигнала в компараторе.

Выходной ток определяется количеством заряда, переносимым в каждом цикле, и частотой переключения. Точный расчет выходного импеданса или выходного тока регулируемого двухкаскадного зарядового насоса сложен и громоздок, но для оценки можно воспользоваться допущением, позволяющим использовать совсем простые выражения. Предположим, что в каждом цикле конденсатор заряжается и разряжается полностью (чего на самом деле, совершенно очевидно, не происходит). Тогда:

I = Q × F

откуда

I = C × V × F

где

C – емкость летающего конденсатора,
V – напряжение на конденсаторе в фазе заряда,
F – частота генератора,
I – ток, который тек бы на выходе, если бы весь накопленный в фазе разряда заряд мог быть полностью удален (грубый эквивалент ситуации при коротком замыкании нагрузки).

Используемый здесь модифицированный двухкаскадный насос Диксона умножает входное напряжение на четыре, и оба каскада должны быть сконструированы так, чтобы обеспечивать перенос достаточного количества заряда в наихудшем случае, при минимальном напряжении батареи. Особенно важен первый каскад, к которому прикладывается самое низкое напряжение в схеме. Любое падение напряжения на первом выпрямителе вычитается из входного и, в конечном счете, усложняет решение поставленной задачи получения на выходе уровня 2.5 В.

Дополнительные сложности при выборе выпрямителей связаны с токами утечки, существенно влияющими на работу насоса и увеличивающими его ток холостого хода. Низкий обратный ток, незначительное прямое падение напряжения, миниатюрный корпус и широкая доступность удачно сочетаются в диоде Шоттки BAS52-02V .

Серьезным недостатком диодов Шоттки является значительный рост обратного тока утечки при высоких температурах, но лабораторные измерения показали, что у типичного диода BAS52 этот параметр очень неплох, и при 50 °C остается ниже 1 мкА. Если же потребуется прибор с еще меньшим током утечки, можно выбрать BAS40-02V, однако за это придется расплатиться лишними 75 мВ прямого напряжения.

Значения емкостей и частота переключения выбираются таким образом, чтобы с некоторым запасом обеспечить перенос всего требуемого количества заряда, вследствие чего выходное напряжение от этих параметров не зависит. В результате частота получается низкой, емкости конденсаторов сравнительно большими, а потери переключения, соответственно, незначительными. Еще важнее то, что большая продолжительность включенного состояния позволяет прямому напряжению диода достичь минимума за счет смещения рабочей точки на начальный участок вольтамперной характеристики, где падение на BAS52 оказывается даже несколько меньше 0.2 В.

Из приведенных выше упрощенных уравнений переноса заряда завышенная оценка величины тока первого каскада будет следующей:

(V_DD – V_FWD – V_SAT1) × C₃ × F = (0.95 В – 0.2 В – 0.05 В) × 2.2 мкФ × 1 кГц = 1.5 мА,

что многократно перекрывает требования к максимальному току нагрузки.

Здесь:

V_DD – входное напряжение схемы,
V_FWD – прямое падение напряжения на диоде,
V_SAT1 – падение напряжения на выходном каскаде компаратора в состоянии «включено».

Наилучшее возможное пиковое выходное напряжение V₁ в средней точке зарядового насоса равно:

2V_DD – 2V_FWD – V_SAT1(H) – V_SAT1(L),

где

V_SAT1(H) – падение напряжения на выходном каскаде компаратора в состоянии «выключено»,
V_SAT1(L) – падение напряжения на выходном каскаде компаратора в состоянии «включено».

Аналогично, пиковое напряжение V_OUT второго каскада равно:

2V₁ – 2V_FWD –V_SAT2(H) – V_SAT2(L),

где

V_SAT2(H) – падение напряжения на выходе вентиля 74AUP в состоянии «выключено»,
V_SAT2(L) – падение напряжения на выходе вентиля 74AUP в состоянии «включено».

Таким образом, максимально возможное пиковое напряжение на выходе при минимальном входном напряжении равно:

V_OUT = 4V_DD – 4V_FWD – 4V_SAT = (4 × 0.95 В) – (4 × 0.2 В) – (2 × 0.05 В) – (2 × 0.1 В) = 2.7 В

Опять же, как и выше, были приняты упрощающие допущения.

Приведенные выкладки показывают, что в схеме учетверителя в нижнем диапазоне входных напряжений запаса на производственный разброс номиналов компонентов и их температурный уход практически не остается. Решить эту проблему и сместить границу рабочих режимов ниже 0.9 В можно несколькими способами: добавив еще один каскад токового насоса, смирившись с тем, что выходное напряжение будет не более 2.2 В (однако, не всякий микроконтроллер при этом сможет работать), или же, добавив синхронный выпрямитель параллельно первому диоду.

По понятным причинам, был выбран последний вариант. В изображенной на Рисунке 3 схеме низкопороговый P-канальный MOSFET с малым зарядом затвора шунтирует первый диод насоса, благодаря чему прямое падение напряжения снижается с 0.2 В до приблизительно 0.01 В. Это дополнительно прибавляет несколько сотен милливольт именно там, где они нужнее всего – на выходе умножителя.

Рисунок 3.	Для расширения нижнего диапазона входных напряжений до 0.9 В в первом каскадепараллельно диоду добавлен синхронный выпрямитель.

Логические вентили «ИЛИ-НЕ» формируют неперекрывающиеся последовательности импульсов, управляющих синхронным выпрямителем. Основная задача, которая здесь должна быть решена, заключается в том, что напряжения на затворе MOSFET и на летающем конденсаторе никогда не должны быть одновременно высокими. Мертвое время определяется постоянной времени RC цепочки и равно 1 МОм × 47 пФ, что, с одной стороны, очень много, но с другой, совершенно естественно, так частота генератора 1 кГц очень мала.

Зарядовые насосы являются альтернативой повышающим преобразователям на основе индуктивностей и прекрасно вписываются в распространенную архитектуру многих микроконтроллерных систем, бóльшую часть времени пребывающих в микромощном режиме поддержания часов реального времени, и лишь изредка переключающихся в активный режим. Проблемы создания таких схем для сверхмалых входных напряжений решаются правильным выбором низковольтных компонентов, тщательной оценкой оптимального значения частоты переключения и грамотным использованием вольтамперных характеристик выпрямителей.