При обработке информации от аналоговых датчиков мы часто сталкиваемся с большими различиями в затухании сигналов между каналами связи или между датчиками. Или же имеют место ситуации, когда несколько идентичных датчиков в контролируемой системе возвращают сигналы примерно одинакового спектрального состава и динамического диапазона, но со значительно различающимися максимальными амплитудами. Иногда диапазон изменения значений сигналов можно оценить заранее и установить подходящие коэффициенты усиления цепей предварительной обработки. Однако чаще всего сигналы имеют непредсказуемые уровни, что приводит к потерям данных, связанным с неповторяющимися событиями. В таких случаях предотвратить насыщение измерительного канала и потерю данных может адаптивный предусилитель с автоматической регулировкой усиления (АРУ).
Предварительная обработка схемой АРУ ослабляет абсолютную амплитуду воспринимаемого сигнала, сохраняя при этом максимально возможное разрешение относительных амплитуд отдельных спектральных составляющих. В этой статье предлагается относительно простой и эффективный подход к реализации поканальной АРУ. В схеме используется метод прямого управления низкоуровневым сигналом с помощью закороченного биполярного транзистора. На Рисунке 1 управляемый делитель напряжения, состоящий из постоянного сопротивления R1 и регулируемого сопротивления, управляет амплитудой сигнала переменного тока. Переменное сопротивление образовано дифференциальным сопротивлением биполярного транзистора Q1 с закороченными выводами базы и коллектора. Чтобы изменять сопротивление Q1, в закороченный транзистор подается постоянный ток от стабилизированного источника, состоящего из источника напряжения VREG и резистора R2 с большим сопротивлением. Чтобы исключить влияние R2 на передаточную характеристику схемы по переменному току, сопротивление резистора R2 должно значительно превышать сопротивление R1.
 |
|
| Рисунок 1. | Один из элементов базовой схемы аттенюатора образован закороченным биполярным транзистором. |
При всех разумных значениях положительного тока I, который обычно меньше максимально допустимого тока эмиттера транзистора IE, напряжение насыщения коллектор-эмиттер транзистора Q1 меньше его порогового напряжения база-эмиттер, и транзистор работает в активном режиме. Вольтамперная характеристика закороченного транзистора сильно напоминает характеристику p-n перехода диода и соответствует уравнению Шокли, за исключением немного более высоких значений постоянного напряжения. То есть изменение напряжения устройства пропорционально логарифму изменения величины постоянного тока.
Следовательно, дифференциальное сопротивление закороченного транзистора в каждой рабочей точке его вольтамперной характеристики обратно пропорционально протекающему постоянному току. Другими словами, дифференциальная проводимость устройства прямо пропорциональна току. Поскольку в активном состоянии коэффициент передачи тока биполярного транзистора в схеме с общим эмиттером обычно составляет 100 или более, дифференциальное сопротивление точно соответствует этому правилу в широком диапазоне токов.
Таким образом, изменение напряжения VREG в схеме на Рисунке 1 изменяет ток I и управляет коэффициентом деления напряжения цепи R1-Q1. Разделительные конденсаторы C1 и C2 отделяют аттенюатор схемы от источника входного сигнала и выходной нагрузки. Рисунок 2 иллюстрирует типичную вольтамперную характеристику короткозамкнутого малосигнального биполярного транзистора, показывающую, что дифференциальным сопротивлением можно управлять в диапазоне не менее пяти декад, то есть более 100 дБ.
 |
|
| Рисунок 2. | Вольтамперная характеристика показывает соответствующую зависимость дифференциального сопротивления от тока для короткозамкнутого транзистора BC337-16. (Суффиксом «-16» обозначается группа транзисторов с коэффициентом передачи тока от 100 до 250). |
В практических схемах диапазон регулирования ограничен конечными значениями сопротивлений R1 и R2. Для правильной работы схемы и поддержания суммарного коэффициента нелинейных искажений (total harmonic distortion, THD) на уровне ниже 5% амплитуда выходного напряжения VOUT должна составлять всего несколько милливольт. Даже с учетом этих ограничений предложенная схема аттенюатора, по-видимому, является одной из лучших и простейших схем АРУ.
 |
|
| Рисунок 3. | Эту схему АРУ можно собрать полностью из дискретных компонентов. |
Полная схема устройства показана на Рисунке 3. Входной сигнал VIN управляет буферным каскадом на транзисторе Q1, нешунтированный эмиттерный резистор R3 которого служит четырем целям. Во-первых, он увеличивает дифференциальное выходное сопротивление RD1 транзистора Q1 до приблизительного значения, определяемого из формулы (1):
 |
(1) |
Увеличение дифференциального выходного сопротивления схемы настолько велико, что его значение почти исключительно определяется сопротивлением резистора R4, равным 27 кОм. Во-вторых, при нешунтированном резисторе R3 коэффициент усиления по напряжению каскада на транзисторе Q1 увеличивается до
 |
(2) |
Это формула упрощается до
Обратите внимание, что DhE обозначает определитель
включенный в эту статью для теоретической точности. Однако современные кремниевые транзисторы позволяют пренебречь числовым значением DhE без существенного влияния на точность расчета. В-третьих, как видно из формулы (2), отсутствие шунтирования резистора R3 помогает линеаризовать зависимость коллекторного тока Q1 от управляющего напряжения. В-четвертых, дифференциальное входное сопротивление базы Q1 повышается до
что заметно больше и в меньшей степени зависит от мгновенного положения рабочей точки, чем только h11E. (В этой формуле RdBASE – динамическое сопротивление базы транзистора).
В схеме на Рисунке 3 резистор R4 соответствует верхнему (постоянному) резистору R1 на Рисунке 1, а транзистор Q6 – это элемент аттенюатора с регулируемым сопротивлением. Транзистор Q5 питает стабильным током коллектор Q6, а включение его в конфигурации с общим эмиттером позволяет работать с небольшим током базы. Такой подход дает возможность использовать резистор R17, определяющий время отпускания АРУ, с большим сопротивлением, что обеспечивает длительное время отпускания АРУ. Резистор R19 ограничивает максимальный управляющий постоянный ток, идущий через транзисторы Q5 и Q6.
Благодаря большой емкости конденсатора C3 его реактивное сопротивление даже для самых низкочастотных составляющих спектра сигнала незначительно по сравнению с минимальным дифференциальным сопротивлением транзистора Q6, то есть сопротивлением при максимальной амплитуде сигнала и полном управлении. Выпрямитель с удвоением напряжения, содержащий диоды D1 и D2, извлекает часть сигнала из выходного каскада на транзисторе Q4 и вырабатывает управляющее напряжение для базы Q5. Такое решение позволяет детектировать большие пиковые амплитуды несимметричных сигналов. Резистор R15 определяет время «срабатывания» АРУ. Слишком маленькие значения сопротивления R15 в сочетании с емкостью C6 могут привести к неустойчивости схемы, образовав полюс передаточной функции в цепи обратной связи. Резистор R17 определяет время отпускания АРУ.
Чтобы обеспечить хороший отклик на высокочастотные составляющие сигнала, в качестве D1 и D2 следует использовать диоды Шоттки или быстродействующие кремниевые диоды с p-n переходом. Основное усиление схемы по напряжению обеспечивает комплементарный каскад со связью по постоянному току на транзисторах Q2 и Q3. Резистор R14 сопротивлением 1 кОм изолирует выходной эмиттерный повторитель Q4 от клеммы выходного сигнала. При необходимости можно использовать резистор R14 меньшего сопротивления, но если сопротивление слишком мало, соединительный кабель с большой емкостью может спровоцировать паразитную генерацию каскада на транзисторе Q4.
На Рисунке 4 показана зависимость выходного напряжения от амплитуды входного синусоидального сигнала. Диапазон входных напряжений, в котором сохраняется эффективность работы АРУ, составляет от 100 мкВ до 100 мВ, то есть, 60 дБ. В этом входном диапазоне выходное напряжение изменяется менее чем на 2 дБ, достигая номинального значения 775 мВ с.к.з. при уровне входного сигнала –20 дБ (100 мкВ с.к.з.). Входная точка 0 дБ установлена произвольно при входном сигнале 1 мВ с.к.з., что соответствует выходному сигналу 803 мВ с.к.з. Время срабатывания АРУ для синусоидального входного сигнала, скачкообразно нарастающего от 0 до 100 мВ с.к.з., составляет примерно 0.3 с, а время отпускания при изменении от 100 мВ с.к.з. до уровня –20 дБ (100 мкВ с.к.з.) равно приблизительно 100 с. На Рисунке 4 также представлен график зависимости THD от входного напряжения. Искажения остаются значительно ниже порога 5% во всем диапазоне входных напряжений.
 |
|
| Рисунок 4. | Как видно из графика амплитудной характеристики, диапазон управления составляет 60 дБ (верхняя кривая), а общие гармонические искажения значительно ниже 5% во всем диапазоне регулирования (нижняя кривая). |
Чтобы измерить флуктуационный входной шум аттенюатора, нужно нагрузить вход номинальным сопротивлением источника 1 кОм. При низких входных напряжениях шум входного каскада на транзисторе Q1 ограничивает полезный динамический диапазон обрабатываемого сигнала. Среднеквадратичный уровень шума для входных сигналов, не превышающих порога АРУ, составляет около –38 дБ относительно номинального выходного уровня. Когда АРУ становится активной, отношение сигнал/шум увеличивается пропорционально уменьшению АРУ. Например, при входном сигнале 0 дБ (1 мВ с.к.з.) отношение сигнал/шум возрастает примерно до 60:1.
 |
|
| Рисунок 5. | Собранный усилитель АРУ размещается на односторонней печатной плате. |
Если собрать схему, используя пассивные компоненты с номиналами, показанными на Рисунке 3, полоса пропускания усилителя по уровню –3 дБ будет охватывать диапазон от 45 Гц до 35 кГц. При напряжении источника питания 9 В и отсутствии входного сигнала схема потребляет примерно 12 мА. На Рисунке 5 показана фотография собранной печатной платы.
Купить BC337 на РадиоЛоцман.Цены
