Избранные главы из книги С. А. Гаврилова «Искусство схемотехники. Просто о сложном».
Продолжение
Начало читайте здесь:
Часть 1 – Транзисторы и их модели
Часть 2 – Стабилизация режима
Часть 3 – Вопросы из практики
| Заказать книгу можно в интернет-магазине издательства |  |
1.5. Анализ. Что влияет на стабильность
Дрейф входного напряжения
Радиолюбителю достаточно применить одну из описанных схем стабилизации режима, рассчитать величины резисторов, и на этом успокоиться. Но профессиональному разработчику этого мало. Следует убедиться, что получилось: какая стабильность достигнута. Значит, от синтеза схем переходим к их анализу.
Возможный разброс и температурная нестабильность тока коллектора в схеме эмиттерной стабилизации связаны с рядом факторов. Так температурный дрейф напряжения UБЭ транзистора приводит к нестабильности потенциала эмиттера, а значит, и величины тока. И этот дрейф не так уж мал: примерно 2 мВ на каждый градус. То есть «расчетные» 0.7 В на переходе кремниевого прибора в действительности уменьшатся до 0.6 В при +70 °С, а при минус 30° превратятся в 0.8 В.
Впрочем, если разность потенциалов базы и нижнего (по схеме) вывода эмиттерного резистора составляет хотя бы 1.5–2 В, – относительная нестабильность получается весьма малой; дальнейшим увеличением EБ ее можно снизить в желаемой степени.
Нестабильность потенциала базы
Она, разумеется, отрицательно скажется на стабильности IK. Подсоединение базы в реальной схеме к источнику EБ через резистор, создание базового напряжения с помощью резистивного делителя, как на рис. 1.21, а (такие варианты встречаются сплошь да рядом), – все это ведет к дрейфу и разбросу тока каскада. Ведь протекание базового тока неопределенной величины через резисторы изменяет величину потенциала на IБRБ (RБ – сопротивление базовой цепи).
Трансформированное сопротивление
Если разработчик намерен количественно оценить пределы возможных изменений тока коллектора в схеме, подобной рис. 1.21, а, то решение громоздкого уравнения он заменяет анализом простой эквивалентной схемы (рис. 1.21, б).
 |
|
| Рис. 1.21. | Влияние базовой цепи на потенциал делителя (а) заменяют включением эквивалентного резистора (б) |
В ней воздействие базовой цепи транзистора изображается сопротивлением h21ЭRЭ, – «трансформированным в базовую цепь» эмиттерным резистором. Учтя пределы возможного изменения параметра h21Э для транзисторов данного типа, несложными вычислениями мы получим пределы разброса UБ.
При малых величинах UБ более точная расчетная модель получается включением последовательно с «трансформированным сопротивлением» источника ЭДС (0.7 В).
Ток утечки
Стабильность потенциала базы определяется еще одним фактором, который в ряде случаев приходится вводить в модель. Речь идет об обратном токе коллекторного перехода IKБ0.
| Радиолюбитель: | Знакомый параметр: он дан в любом справочнике под номером один. |
Этот нежелательный ток направлен противоположно рабочему току базы, равному IК/h21Э; в схеме на рис. 1.9 первый будет повышать, а второй – понижать UБ, от чего, впрочем, разработчику не легче.
| Радиолюбитель: | Значит, придется усложнять расчеты? |
Вообще-то (при грамотном выборе типа транзистора) в нормальных условиях, а тем более при минусовых температурах, доля тока IKБ0 в общем базовом токе кремниевого транзистора пренебрежимо мала; усложнять расчетную модель чаще всего нет смысла. Ситуация меняется при нагреве, когда из-за роста коэффициента передачи тока величина IК / h21Э уменьшается, зато нарастает ток утечки.
| Радиолюбитель: | Я помню из книг, что обратный ток перехода увеличивается примерно вдвое на каждые 10 градусов. |
Теоретически это так. Но давайте разберем конкретную ситуацию. Возьмем прибор типа 2Т368.
| Радиолюбитель: | Пожалуйста: вот, из справочника, при +25 °С значение IKБ0 может доходить для него до 0.5 мкА. |
Хорошо. А на что должен рассчитывать разработчик при +125 °С?
| Радиолюбитель: | По расчету выходит... где-то до 0.5 мА? |
Вы верно вычислили.
| Радиолюбитель: | Нет, погодите, вот здесь же, в справочнике, написано: для +125 °С IKБ0 < 5 мкА, разница в сто раз. Чему же верить? |
Справочнику. Дело все в том, что у кремниевых переходов тепловая составляющая обратного тока при нормальных условиях крайне мала. Приводимые в документации допуски ориентируются на возможные токи утечки по поверхности кристалла, а они слабо зависят от температуры.
| Радиолюбитель: | И все же, как подходить к расчету стабильности схемы при максимальной рабочей температуре? |
Это просто: принять в качестве наихудшего случая ток базы равным предельному значению IKБ0, взятому из данных на транзистор, вовсе не учитывая рабочего тока базы. Что дает максимальную величину ухода базового потенциала, с которой следует считаться, равную IKБ0RБ, RБ = R1R2/(R1 + R2) (для рис. 1.21).
Отметим, между прочим, что и температурный рост IKБ0, и дрейф UБ воздействуют на ток коллектора в одном направлении; соответствующие составляющие нестабильности специалист просто сложит.
Особенности коллекторной стабилизации
Недостаток основной схемы очевиден: она диктует разработчику ограничения, вытекающие из того, что всегда IKБ = 0. А повышение напряжения коллектора, связанное с протеканием базового тока (рис. 1.22, а), ухудшает стабильность. Тем не менее, во многих случаях считают возможным поступиться стабильностью режима ради простоты схемы. Более детально проанализировать ее можно знакомым методом трансформированного сопротивления.
Рис. 1.22, б показывает, как сопротивление резистора RБ трансформируется в коллекторную цепь с коэффициентом 1/h21Э. Из полученной схемы нетрудно найти UK и IK.
 |
|
| Рис. 1.22. | Схему с базовым резистором (а) заменяем расчетной схемой (б) |
Интересно, что здесь всегда соблюдается: ЕK > UK ≥ UБЭ (это очевидно из рис. 1.22, б), то есть транзистор в любом случае находится в активном режиме. Весомое достоинство!
Стабилизация схемы с делением напряжения
Напомним ее – рис. 1.23, а. Очевидно, что возможная ошибка в расчете легко приведет к ситуации, когда окажется, что IK < 0, – транзистор закрыт. Весьма вероятно, что это случится при понижении температуры: потенциал коллектора – это масштабно увеличенный потенциал базы, значит, увеличивается и дрейф последнего. Вернитесь к соотношению (1.7), и вам станет понятна опасность возрастания UK.
| Радиолюбитель: | Еще бы: сплошные минусы в формуле. |
С этой точки зрения большие коэффициенты деления нежелательны, стабильного тока при высоких напряжениях на коллекторе не добиться.
| Радиолюбитель: | Но я уже догадываюсь, что какой-то выход есть. |
Верно.
Вспомогательный ток
Противоречия, ведущие к ухудшению стабильности при попытке повысить UKБ, сняты в усложненной схеме коллекторной стабилизации (рис. 1.23, б), где потенциал коллектора определяется специально пропускаемым током. Пренебрегая в простейшей модели током базы, получаем:
| UK = 0.7 В + IR1 |
где I – ток в базовой цепи, задаваемый в данном случае резистором R2:
| I = ( E2 – 0.7 В ) / R2 |
 |
|
| Рис. 1.23. | Транзистор может оказаться запертым (а); поможет пропускание вспомогательного тока (б) |
Таким путем задается потенциал коллектора, а следовательно, и IK, но при этом нельзя упускать из виду, что:
| IК = ( E1 – UК ) / RК – I | (1.8) |
Стабильность, очевидно, улучшается при повышении Е2.
Компенсация дрейфа
Во всех рассмотренных вариантах, даже при низкоомной базовой цепи, всегда остается составляющая нестабильности тока, связанная с дрейфом входного напряжения транзистора.
Радиолюбитель: Как же, помню: два милливольта на каждый градус?
Правильно. Поэтому при повышенных требованиях переходят к комбинированным схемам с компенсацией вторым транзистором (см., например, рис. 1.24, а). А режим VТ2 установлен способом коллекторной стабилизации:
| IK2 = (E – EБ – 0.7 B) / R |
| Радиолюбитель: | Короче говоря, здесь дрейфы UБЭ двух транзисторов призваны как бы вычитаться? |
Разумеется. Если оба транзистора выполнены в общем кристалле микросхемы, и вдобавок соблюдено: IK1 = IK2, компенсация получается практически полной, и UЭ1 = EБ.
В случае абсолютной идентичности транзисторов – симметрия сохранится и при введении равных резисторов в цепи баз, без чего, бывает не обойтись на практике (рис. 1.24, б). Хотя, к сожалению, определенное различие базовых токов ΔIБ все же неизбежно. Поэтому нестабильность величины UЭ1 будет связана как с разностью входных напряжений ΔUБЭ и ее дрейфом, так и со смещением, обусловленным базовыми сопротивлениями: ΔIБRБ.
 |
|
| Рис. 1.24. | Дрейф UБЭ компенсируем идентичным переходом (а); но включение резисторов может |
| Радиолюбитель: | Все это, я думаю, можно учесть: расчеты-то несложны, имелись бы данные. |
Что же, обратитесь, в качестве примера, к данным интегральной транзисторной пары 129HT1, и найдите в них сведения, позволяющие оценить обе составляющие. Ознакомьтесь и с тем, как описанный метод стабилизации реализован в старой микросхеме 122УД1. Если отыщете ее схему, конечно...
Кстати, в идеальном случае полной компенсации эмиттерный потенциал стабилизированного транзистора (рис. 1.24, а) точно равен потенциалу одной из шин питания; эмиттерный резистор теряет тогда функциональный смысл и становится излишним. Приходим к знакомому «токовому зеркалу».
«Сверхстабильность»
Проектируя схемные структуры, нацеленные на повышенную стабильность тока, не надо забывать одной «мелочи»: все усилия по нейтрализации влияния параметров активных приборов могут оказаться бессмысленными, когда не учтены возможные изменения величин напряжений, питающих схему! Опытный разработчик не упускает из виду и неизбежные погрешности величин резисторов, в том числе их температурный уход.
К счастью, лишь в редких случаях требуется та сверхвысокая стабильность, когда подобное приходится всерьез учитывать.
Итак, мы убедились, что именно биполярные транзисторы, благодаря своим свойствам, позволяют получать весьма стабильные по режиму схемные структуры. Еще в большей мере относится это к дифференциальным параметрам каскадов.
Из книги С. А. Гаврилов. «Искусство схемотехники. Просто о сложном»
Продолжение читайте здесь
