Прецизионный источник тока, нечувствительный к напряжениям

Texas Instruments TLA431 TLVH431B

Простой источник тока

Давно известно, что простая комбинация MOSFET с обедненным каналом (а до того, как они стали доступны, – полевого транзистора с управляющим p-n переходом) и резистора позволяет создать простой и удобный источник тока, подобный показанному в правой части Рисунка 1.

MAX13487 от JSMICRO – трансивер RS-485 с автоматическим определением направления передачи


Рисунок 1.	Вольтамперные характеристики MOSFET DN2540, работающего в режиме обеднения, и схема простого источника тока, выполненного на его основе.

Это видно из левой части рисунка, на котором показаны зависимости тока стока от напряжения стока при различных напряжениях затвор-исток MOSFET DN2540. Как только напряжение на стоке поднимается выше определенного уровня, дальнейшее увеличение вызывает лишь очень небольшое увеличение тока стока (незаметное в данном масштабе). Этой простой схемы может быть достаточно для многих приложений, если не считать того, что напряжение затвор-исток V_GS, требуемое для определенного тока стока, будет меняться в зависимости от температуры и производственного разброса. Для получения тока стока с любой требуемой степенью точности требуется что-то еще.

Альтернативные схемы источников тока

И поэтому мы обращаемся к чему-то вроде схем на Рисунке 2.


Рисунок 2.	Источники тока с более предсказуемыми токами на основе MOSFET IXYS (слева) и на основе регулятора напряжения Texas Instruments (справа).

В этих схемах мы видим микросхемы семейства 431, стабилизирующие напряжения истока MOSFET и эмиттера биполярного транзистора. Схема Texas Instruments справа нуждается в использовании конденсатора для подавления генерации, и мой опыт показывает, что он также необходим и для схемы IXYS слева.

Хотя резисторы R_L1, R_S и R₁ пропускают к своим соответствующим транзисторам точные, хорошо стабилизированные токи, резисторы R_B и R этого не делают. Ток через R_B зависит от плохо контролируемого напряжения V_GS, а на ток через R влияют любые колебаний напряжения V_BATT.

Схема на MOSFET представляет собой истинно двухвыводной источник тока, поэтому нагрузка может быть подключена последовательно с источником тока как к его положительному, так и к отрицательному выводу. Но тогда на нагрузку всегда будет влиять плохо контролируемый ток через резистор R_B.

Биполярный транзистор является частью трехвыводной схемы, и для того, чтобы на нагрузку не влиял обусловленный напряжением V_BATT ток через резистор R, она может быть подключена только между V_BATT и коллекторами биполярных транзисторов. Тем не менее, изменения V_BATT могут привести к возникновению токов, которые не будут полностью подавлены на катоде TLA431 и, следовательно, к возникновению неконтролируемых токов в биполярных транзисторах и, соответственно, в нагрузке.

Истинно двухвыводной источник тока

Эти ограничения в характеристиках схемы показаны на Рисунке 3. При анализе я, как всегда, опираюсь на максимальные и минимальные значения из технических описаний, если они доступны, но, когда их нет, использую типовые значения и заявляю об этом.


Рисунок 3.	Эта схема обеспечивает предсказуемые токи через U₁ и M₁, а, следовательно, и через нагрузку. Это истинно двухвыводной источник тока, позволяющий подключать нагрузку как к его нижнему, так и к верхнему выводу.

Регулятор U₁ устанавливает напряжение стока V_S равным

и добавляет ток

к току стока MOSFET.

Дополнительный ток стока определяется выражением

Число «2» обусловлено тем, что токи, протекающие через резисторы R₂ и R₁ идентичны (без учета влияния эффекта Эрли на транзистор Q₁). Ток через R₁ практически постоянен независимо от значения V_GS. Этот ток обеспечивает работу регулятора U₁.

Точность полного постоянного тока, протекающего через нагрузку, ограничена отклонениями сопротивлений резисторов R₁–R₅, точностью источника опорного напряжения U₁ и величиной зависящего от температуры напряжения база-эмиттер V_BE биполярного транзистора. (Максимальный ток обратной связи микросхемы U₁ в диапазоне рабочих температур составляет пренебрежимо малую величину 1 мкА).

Для работы микросхемы U₁требуется не менее 100 мкА, поэтому резистор R₅ выбран таким, чтобы обеспечить ток 150 мкА. Согласно техническому описанию onsemi, при таком токе и в диапазоне рабочих температур Q₁ типовое напряжение насыщения коллектор-эмиттер транзистора 2N3906 составляет 50 мВ. Добавьте это к 15 мВ, падающим на R₁, и в общей сложности получится 65 мВ, что является минимально достижимым значением напряжения затвор-исток V_SG.

Соответственно, мы немного, но не можем точно сказать на сколько, отстаем от максимального тока стока, гарантированного для транзистора (известны только напряжения V_DS = 25 В и V_GS = 0 В при 25 °C) в его техническом описании. С другой стороны, при прочих равных условиях, напряжение V_GS, равное –3.5 В, гарантирует ток стока менее 10 мкА. В этом случае микросхема U₁ и схема в целом будут работать должным образом при напряжении V_S, равном 5 В.

Более высокие температуры могут потребовать более отрицательного напряжения V_GS (максимум на –4.5 мВ/°C) и, следовательно, больших значений V_S и, соответственно, R₅. Это необходимо для того, чтобы при любых условиях напряжение на катоде U₁ оставалось выше 1.24 В.

Напряжение стабилитрона D₂ было выбрано таким, чтобы в сумме с падением напряжения на диоде D₁ оно было больше V_S, но меньше наименьшего из двух значений: максимально допустимого напряжения катод-анод микросхемы U₁(18 В) и максимально допустимого напряжения V_GS транзистора M₁ (20 В). Небольшая емкость диода D₁ экранирует остальную часть схемы от емкости стабилитрона, которая в противном случае могла бы привести к возбуждению. Диоды, вероятно, не нужны, но они служат дешевой защитой. При нормальной работе они не пропускают ток и не влияют на работу схемы. C₁ обеспечивает стабильную работу.

Регулятор U₁ стремится поддерживать постоянное напряжение стока V_S независимо от колебаний постоянного и переменного напряжения нестабилизированного источника питания V₁. Ему препятствуют (в порядке убывания) величина проводимости цепочки резисторов R₃ + R₄, падение усиления контура обратной связи U₁ с ростом частоты, а также большое сопротивление и малая емкость сток-исток транзистора M₁. Тем не менее, схема, построенная на 400-вольтовом MOSFET M₁, демонстрирует удивительно хорошие результаты в тестовой схеме, представленной на Рисунке 4.


Рисунок 4.	Схема, используемая для проверки сопротивления источника тока на Рисунке 3.

На Рисунке 5 показаны результаты некоторых измерениях. Сопротивления в мегаомах рассчитываются по формуле


Рисунок 5.	*Построенные кривые сопротивления источника тока на Рисунке 3.*

Наблюдения

Из кривых на Рисунке 5 можно сделать несколько выводов. Главный из них заключается в том, что на низких частотах импеданс Z по переменному току примерно обратно пропорционален току. Более наглядно это выражается так: Z пропорционален сумме сопротивлений R₃ + R₄, которая задает величину тока. При большем сопротивлении изменения тока создают бóльшие напряжения, которые микросхема 431 может использовать для стабилизации; то есть в цепи обратной связи схемы имеется больше усиления для увеличения импеданса.

Другое явление заключается в том, что на кривых тока 1 и 10 мА импеданс растет гораздо быстрее при увеличении частоты выше 1 кГц. Это согласуется с тем фактом, что коэффициент усиления TLVH431B остается более или менее пологим от постоянного тока до 1 кГц, а затем падает. Следующее явление несколько маскирует этот эффект при более высоком токе 100 мА.

Наконец, при всех токах видно преимущество работы при более высоких значениях напряжения V_DS. Это особенно заметно при максимальном токе 100 мА. И это согласуется с тем фактом, что, как видно из вольтамперных кривых MOSFET DN2540, показанных на Рисунке 1, чтобы кривые стали горизонтальными, при более высоких токах требуются более высокие напряжения.