Правильное управление процессом импульсного преобразования электрической энергии так же важно, как точный расчет режимов и корректный выбор компонентов силовой части. В предыдущих статьях, посвященных этому вопросу [1, 2], было показано, что переходные процессы при изменениях входного напряжения и тока нагрузки могут привести к нестабильной работе подключаемого оборудования и даже вывести его из строя. Следовательно, контроллер импульсного преобразователя должен четко «понимать» что происходит в системе и быстро реагировать на происходящие события.
В этой статье будут рассмотрены особенности импульсных преобразователей электрической энергии, работающих по гистерезисным принципам управления. Однако при рассмотрении этого вопроса не следует забывать, что переходные процессы в силовой части и принципы преобразования электрической энергии не зависят от метода управления, поэтому перед прочтением этой статьи все же лучше ознакомиться с материалами [1] и [2], уже опубликованными в журнале «РадиоЛоцман».
Принцип гистерезисного управления
Гистерезисный метод управления позволяет создать самую простую схему управления импульсным преобразователем, которая вообще может физически существовать, ведь в этом случае для реализации контроллера достаточно единственного компаратора DA1, сравнивающего напряжение на выходе с некоторым эталонным значением VREF (Рисунок 1). Принцип работы этой системы также предельно прост. Условием начала нового цикла преобразования является уменьшение выходного напряжения ниже значения VOUT_MIN. В этом случае компаратор DA1 откроет транзистор VT1, что почти сразу приведет к увеличению VOUT. Как только выходное напряжение достигнет уровня VOUT_MAX, компаратор DA1 закроет транзистор VT1, и рост выходного напряжения через некоторое время прекратится.
 |
||
| Рисунок 1. | Понижающий преобразователь с гистерезисным методом управления. | |
Цикл преобразования в этом случае делится на два этапа. На первом этапе продолжительностью t1 транзистор VT1 открыт, и количество энергии и в дросселе L1, и в конденсаторе C2 возрастает. На втором этапе продолжительностью t2 дроссель L1 передает энергию в конденсатор C2 и нагрузку. В этом состоянии схема будет находиться до тех пор, пока или вся накопленная энергия не будет передана в конденсатор C2, или не начнется новый цикл преобразования.
Время начала следующего цикла преобразования зависит от скорости потребления энергии нагрузкой. При небольших выходных токах конденсатор C2 будет разряжаться долго, поэтому между циклами преобразования может пройти достаточно длительное время. Силовая часть при этом будет работать в разрывном режиме, хотя он больше похож на режим пропуска импульсов или на «икающий» режим (Рисунок 2). А вот при больших выходных токах конденсатор C2 может разрядиться настолько быстро, что напряжение на нем уменьшится до VOUT_MIN еще до того, как ток дросселя L1 достигнет нулевого значения. В этом случае силовая часть преобразователя перейдет в безразрывный режим, характерный для работы при больших нагрузках.
 |
||
| Рисунок 2. | Диаграммы работы понижающего преобразователя с гистерезисным методом управления при различных токах нагрузки. |
|
Очевидно, что напряжения VOUT_MIN и VOUT_MAX должны отличаться, иначе компаратор вместе с силовым транзистором перейдут в режим усиления, и вместо импульсного преобразователя мы получим обычный компенсационный стабилизатор. Наличие пульсаций напряжения на входе компаратора является отличительной особенностью всех гистерезисных методов управления. Для разделения уровней VOUT_MIN и VOUT_MAX используют компараторы, охваченные положительной обратной связью, приводящей к появлению гистерезиса при переключении, поэтому подобные методы управления и получили название «гистерезисных».
Обратите внимание, что выходное напряжение ничем не ограничено, а достижение им верхнего порога VOUT_MAX является лишь условием завершения первого этапа преобразования, после чего оно может продолжать расти на втором этапе. При резком уменьшении выходного тока это обязательно преподнесет неприятный сюрприз в виде скачка выходного напряжения (Рисунок 3), поэтому емкость конденсатора C2 должна быть достаточной для поглощения всей энергии, накопленной в дросселе L1, без катастрофических последствий для подключенной нагрузки. Самое интересное, что подобная реакция на колебания тока нагрузки позиционируется не как недостаток, а наоборот, как достоинство, ведь контроллеры, основанные на других принципах управления, например, с «классическим» методом управления по напряжению, имеют в подобных ситуациях гораздо большее время реакции и, соответственно, гораздо больший уровень колебаний выходного напряжения.
 |
||
| Рисунок 3. | Переходные процессы в преобразователе при изменении тока нагрузки. | |
Еще быстрее гистерезисный контроллер понижающего преобразователя отреагирует на изменение входного напряжения VIN (Рисунок 4). Это связано с тем, что конденсатор C2 участвует в энергетических процессах на обоих этапах преобразования, поэтому независимо от того, когда и как изменилось входное напряжение, выходное напряжение останется практически в тех же пределах, что и до начала переходного процесса (разумеется, если напряжение на входе не выходило за пределы рабочего диапазона).
 |
||
| Рисунок 4. | Переходные процессы в преобразователе при изменении входного напряжения. | |
Итак, все гистерезисные методы управления имеют одно главное преимущество – высокое быстродействие. Их реакция на изменение входного напряжения и тока нагрузки почти соответствует идеальной реакции на переходные процессы, определенной в [1], однако попытка создать реальную схему управления на основе единственного компаратора вряд ли увенчается успехом, ведь, кроме достоинств, у этого метода есть еще и недостатки.
Основным недостатком схемы управления, показанной на Рисунке 1, является то, что ее можно использовать только в преобразователях на основе понижающей схемы, потому что только у силовой части этого типа выходное напряжение на первом этапе преобразования может увеличиваться. Для схем, у которых накопительный дроссель на первом этапе отключен от выхода (повышающая, инвертирующая, обратноходовая схема), этот метод в оригинальном виде использовать нельзя, поскольку на первом этапе преобразования выходное напряжение будет уменьшаться и никогда не достигнет значения VOUT_MAX.
Еще один недостаток заключается в «плавающих» моментах переключений транзистора, что может быть критично для некоторых приложений. Например, в телевизорах и мониторах на основе электронно-лучевой трубки синхронизация источников питания с частотой строчной развертки позволяла значительно уменьшить уровень помех на экране. Очевидно, что при гистерезисном методе моменты переключений транзистора предсказать невозможно, поэтому этот способ управления в подобных приложениях лучше не использовать.
Не следует также забывать, что если закоротить выход такого преобразователя, то силовая часть с большой вероятностью выйдет из строя. Действительно, в этом случае выходное напряжение всегда будет меньше и VOUT_MIN, и VOUT_MAX, поэтому транзистор VT1 будет открыт всегда, и его ток очень быстро достигнет опасных значений.
Таким образом, несмотря на простоту и высокую скорость реакции, схема Рисунка 1 в таком виде практически не используется и служит обычно лишь для иллюстрации принципов работы гистерезисных методов управления. Очевидно, что для использования в реальных преобразователях нельзя открывать транзистор VT1 на неограниченно долгое время, поэтому первой модификацией данного метода, позволившей наконец-то воплотить его в реальных контроллерах, и стала функция ограничения длительности первого этапа преобразования.
Методы управления с ограниченной длительностью первого этапа преобразования
Итак, чтобы не преобразовывать энергию по принципу «отсюда и до обеда» и предотвратить возможный выход из строя силовой части в схему Рисунка 1 вводится ограничитель времени включения транзистора. В технической литературе этот метод получил название «метод управления с постоянным временем включения (или с постоянной длительностью открытого состояния) транзистора», хотя многие авторы предпочитают использовать англоязычное сокращение COT (Constant On-Time) без указания каких-либо подробностей.
Ключевым элементом схемы управления теперь становится одновибратор с фиксированной длительностью импульса tON (Рисунок 5), запускаемый компаратором в случае, если выходное напряжение становится меньше порогового значения VOUT_MIN. Такой контроллер уже может работать с любой схемой силовой части, поскольку ограничение максимальной длительности первого этапа преобразования теперь позволяет гарантированно пополнять энергией выходной конденсатор C2, даже если выходное напряжение еще не достигло порогового значения VOUT_MAX.
 |
||
| Рисунок 5. | Понижающий преобразователь с гистерезисным методом управления с постоянным временем включения транзистора tON. |
|
Однако для передачи энергии из дросселя L1 в конденсатор C2 также требуется время, поэтому наряду с ограничением длительности включенного состояния транзистора tON необходимо еще и следить за длительностью его выключенного состояния tOFF. Только если tON теперь жестко задается, то tOFF должно быть не меньше некоторого минимального значения, чтобы успеть за это время передать в выходной конденсатор хоть какую-то часть энергии.
Обратите внимание на связь значений tON и tOFF с длительностями этапов преобразования t1 и t2. Если первый этап всегда длится tON (t1 = tON), то продолжительность второго этапа принудительно устанавливается равной tOFF только в особых режимах, например, при запуске преобразователя, когда к концу второго интервала преобразования выходное напряжение меньше минимального порога VOUT_MIN (Рисунок 5). А в нормальном режиме работы она зависит только от соотношения скоростей обмена энергией между дросселем L1, конденсатором C2 и нагрузкой. Поэтому при работе в безразрывном режиме обычно t2 > tOFF, а в режиме легких нагрузок, когда выходное напряжение бóльшую часть времени больше VOUT_MAX, диод VD1 отключает дроссель L1 от конденсатора C2 намного раньше времени tOFF, поэтому в разрывном режиме обычно t2 < tOFF (Рисунок 6).
 |
||
| Рисунок 6. | Длительность второго этапа преобразования t2 при различных режимах работы силовой части преобразователя. |
|
Однако если длительность первого интервала преобразования фиксирована, то чему она должна быть равна? Теоретический анализ [1, 2] показывает, что от величины t1 зависят два ключевых параметра: соотношение напряжений на входе VIN и выходе VOUT и количество накапливаемой в дросселе L1 энергии.
С соотношением напряжений VIN/VOUT все понятно – оно зависит только от параметров компонентов и величины t1/t2. А поскольку мы уже выяснили, что в нормальном режиме работы длительность второго этапа преобразования t2 может быть любой, то при изменении входного напряжения произойдет автоматическое изменение t2 так, чтобы соотношение напряжений t1/t2 наилучшим образом соответствовало текущему входному напряжению VIN (Рисунок 7). Однако при этом «поплывет» и частота переключений, ведь длительность цикла преобразования T равна сумме длительностей его этапов (T = t1 + t2). Поэтому при увеличении входного напряжения частота переключений будет уменьшаться.
 |
||
| Рисунок 7. | Переходные процессы преобразователя с фиксированным значением tON при изменении входного напряжения. |
|
Более серьезные проблемы при увеличении входного напряжения могут возникнуть в режиме легких нагрузок. Это связано с тем, что количество энергии, накапливаемой в дросселе, WL1 прямо пропорционально и входному напряжению VIN и длительности tON [1, 2]. Поэтому при фиксированном значении tON увеличение входного напряжения в режиме легких нагрузок приведет и к увеличению уровня пульсаций на выходе, и к уменьшению их частоты (Рисунок 8), что может потребовать установки на силовых шинах дополнительных сглаживающих фильтров и даже супрессоров.
 |
||
| Рисунок 8. | Переходные процессы преобразователя с фиксированным значением tON в режиме легких нагрузок. |
|
Таким образом, жесткая фиксация длительности первого этапа tON преобразования является не самой лучшей идеей уже хотя бы потому, что это эквивалентна привязке частоты переключений к конкретному значению входного напряжения без возможности его изменения. Поэтому будет лучше, если длительность t1 сделать зависящей, как минимум, от входного напряжения, а как максимум – еще и от других параметров: напряжения на выходе, температуры и т.п.
 |
||
| Рисунок 9. | Понижающие преобразователи с различными гистерезисными методами управления. | |
Именно поэтому в большинстве контроллеров с гистерезисным методом управления длительность первого этапа преобразования адаптивно изменяется в зависимости от различных параметров, причем разные производители одни и те же методы управления, или, по крайней мере, очень похожие, могут называть совершенно по-разному. Например, метод с адаптивно изменяющейся длительностью tON при изменении VIN в документах National Semiconductor называется «COT with Input Voltage Feed Forward», а практически идентичный ему метод, предлагаемый Texas Instruments, получил название «Direct connection to the output CAPacitor» или сокращенно D-CAP. Разница между этой версией COT и D-CAP заключается в том, что длительность первого этапа преобразования при использовании D-CAP зависит не только от входного напряжения VIN, но еще и от выходного VOUT (Рисунок 9).
Методы управления с эмуляцией пульсаций
После принудительного ограничения длительности первого этапа преобразования стало возможным использовать гистерезисные методы управления теоретически с любым типом преобразователя, а возможность изменения этого параметра в зависимости от значений VIN и VOUT позволила не утратить ключевое преимущество этих методов – высокую скорость реакции на переходные процессы. Однако обязательное наличие пульсаций выходного напряжения, а для стабильной работы схемы управления напряжение на входе компаратора должно иметь размах не менее 10…15 мВ, все еще может ограничивать практическое использование этого метода управления.
Кроме того, наличие пульсаций не позволяет использовать на выходе конденсаторы с малым эквивалентным последовательным сопротивлением (Equivalent series resistance – ESR). Дело в том, что выходной конденсатор начинает заряжаться, когда ток дросселя станет больше тока нагрузки, а это происходит приблизительно в середине первого интервала преобразования t1, Поэтому при малом ESR фактическое напряжение на конденсаторе C2 в большинстве случаев будет смещено по фазе относительного напряжения, показанного на предыдущих рисунках (Рисунок 10). Увеличение ESR конденсатора C2 позволит уменьшить это смещение, а значит, улучшить стабильность контура управления.
 |
||
| Рисунок 10. | Эмулирование пульсаций выходного напряжения. | |
Однако насколько нам необходимы реальные пульсации выходного напряжения и можно ли как-то обойтись без них? При использовании гистерезисных методов управления пульсации выходного напряжения выполняют функцию спускового крючка, запуская механизм преобразования при просадках выходного напряжения. Но для этого достаточно знать среднее напряжение на выходе, а уровень пульсации при необходимости можно и сымитировать, например, с помощью RC-цепочки (Рисунок 10). В этом случае напряжение vCOMP(t), подаваемое на компаратор, состоит из двух компонент: постоянной составляющей, пропорциональной выходному напряжению VOUT, и переменного пилообразного напряжения, формируемого из напряжения обмоток дросселя L1. Подбором элементов RR, CR и CAC можно так сформировать напряжение vCOMP(t), что оно будет иметь и требуемую амплитуду, и требуемый фазовый сдвиг.
Это метод получил название Emulated Ripple Mode (ERM). Он реализован во многих контроллерах, позиционирующихся в качестве основы для создания преобразователей, предназначенных для работы с быстроменяющейся нагрузкой, например, для питания GSM-модемов, ток потребления которых может за несколько миллисекунд измениться на три порядка.
 |
||
| Рисунок 11. | Преобразователи на основе контроллеров D-CAP2 и D-CAP3. | |
Элементы RR, CR и CAC могут быть как внешними, так интегрированными в микросхему контроллера. Например, в контроллерах линейки D-CAP2 и D-CAP3 – дальнейшем развитии семейства D-CAP (Texas Instruments) – элементы RR, CR и CAC уже интегрированы в контроллер, что уменьшает количество внешних компонентов. Причем в D-CAP2 они имеют фиксированные значения сопротивления и емкости, а в D-CAP3 могут конфигурироваться, например, с помощью интерфейсов I2C или PMBus (Рисунок 11).
Заключение
Конечно, контроллеры импульсных преобразователей с гистерезисными методами управления сложнее, чем рисунки, приведенные в этой статье. Некоторые микросхемы представляют собой целые вычислительные комплексы, сборка которых на дискретных компонентах потребовала бы не один десяток кубических дециметров драгоценного пространства. Однако и возможности их впечатляют. Например, к двухканальному контроллеру TPS53681 (Texas Instruments) многофазного преобразователя можно подключить до восьми силовых каналов и обеспечить нагрузку током до 300 А при выходном напряжении от 0.9 В. Управление такой системой электропитания производится по интерфейсу PMBus, позволяющему и настраивать систему, и контролировать ее состояние в режиме реального времени. Для управления процессом преобразования используется метод D-CAP+, являющийся модификацией D-CAP для многоканальных многофазных преобразователей.
И все это было создано для обеспечения единственной цели – наилучшего отклика системы электропитания на изменения входного напряжения и тока нагрузки, поскольку высокое быстродействие является главным преимуществом гистерезисных методов управления. А вот там, где столь высокой скорости реакции не нужно, можно использовать и более простые (и, возможно, более понятные) методы управления, о которых пойдет речь в одной из следующих публикаций, посвященных этой теме.
